Design and experiments of dual-polarized retrodirective rectenna array
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摘要: 提出了由双极化方向回溯Van Atta天线阵和差分整流电路组成的方向回溯整流天线阵，它能够避免接收波束未对准和收发天线极化失配而造成整流天线转换效率的急剧下降，使整流天线在宽入射角和任意极化时仍能保持稳定的直流输出.设计并测试了C波段2×2元阵列.实验结果表明，当入射波功率密度为3.43 mW/cm2时，双极化方向回溯整流天线阵列的垂直和水平极化端口归一化电压比大于0.8的入射角度范围分别为[-38°，38°]和[-31°，31°].当功率密度为4.32 mW/cm2时，两个极化端口均获得70.8%的最高整流效率.Abstract: The dual-polarized retrodirective rectenna array composed of the dual polarized Van Atta antenna array and the differential rectifying circuits is proposed in this paper. The sharp decreasing of the microwave direct current conversion efficiency could be avoided when the beam direction deviation and the polarization mismatch the transmitting and receiving antennas. The dual-polarized retrodirective rectenna array can provide a stable DC output voltage within a wide incident angle and arbitrary polarization. A C-band 2×2 dual-polarized retrodirective rectenna array is designed and tested. When the power density is 3.43 mW/cm2, incident wave power density range of the normalized voltage ratios greater than 0.8 for the horizontal and vertical polarization ports are[-38°, 38°] and[-31°, 31°], respectively. The maximum efficiencies of the two ports are all 70.8% when the power density is 4.32 mW/cm2.
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Keywords:
- rectenna /
- arrays /
- rectifying efficiency /
- retrodirective /
- dual polarization
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引言
高效的微波能量传输系统, 需要接收整流天线的电磁波极化方向和波束方向与发射天线严格对准, 否则整流天线效率将急剧下降.圆极化整流天线能减小极化失配带来的能量损失, 可以在收发天线相对旋转的情况下保持输出电压的稳定, 但是当最大方向对不准时, 也不能维持输出电压的稳定[1-2];而且圆极化天线不能接收旋向相反的圆极化波.双极化天线则可接收任意方向的线极化和圆极化波, 更具优越性.为了在宽入射角度内保持整流天线输出电压的稳定, 可以采用具有较宽波束宽的非均匀天线阵[3];但是非均匀天线阵增益远远低于均匀天线阵, 且非均匀阵由许多大小不等的阵元组成, 设计与实现较为复杂.
方向回溯天线阵不需要准确的来波信息就可以将入射波沿着来波方向发射回去, 能够在较大的角度内实时跟踪来波.其自动波束扫描性能已经应用于一些无线通信系统[4-5]和射频识别[6-7], 特别适应于通信链路不固定的场合, 如基站和移动用户之间, 移动用户和移动用户之间的通信[5].系统的方向回溯功能完全通过硬件实现, 不需要额外的算法和数字电路, 反应速度很快.它主要有两种阵列结构:相位共轭阵和Van Atta阵.前者需要混频电路以及本振信号, 使得与整流天线集成设计及整个系统变得复杂; Van Atta天线阵通过特定长度传输线将阵元连接起来, 可以是无源的, 结构简单, 容易与整流电路集成, 从而构成方向回溯整流天线阵.文献[8-9]将相位共轭回溯天线阵用于微波输能系统设计, 固态相控阵发射天线阵列中有一个单元用来接收整流天线阵列的信标信号, 产生相位共轭的混频器等置于整流天线阵列面上.文献[10]设计的2×2元Van Atta圆极化整流天线阵列, 在最大方向上, 当功率密度为10 mW/cm2时, MW-DC转换效率73.3%, 直流输出电压2.48 V, 且在[-10°, 10°]角度范围内基本不变, 在小于45°范围内电压比为0.9.
本文提出由双极化方向回溯Van Atta天线阵和差分整流电路组成的方向回溯整流天线阵, 它能够避免接收波束未对准和收发天线极化失配而造成整流天线MW-DC转换效率的急剧下降, 使整流天线在宽入射角和任意极化时仍能保持稳定的直流输出, 适用于远距离微波能量传输系统.设计并测试了C波段2×2元阵列, 验证了设计的有效性.
1 双极化缝隙耦合微带天线设计
采用双极化缝隙耦合微带天线作为方向回溯整流天线阵列的接收单元, 在两个极化方向上分别获得方向回溯性能, 从而解决接收天线极化和方向的对不准问题.双极化缝隙耦合微带天线有三个优点:其一, 微带馈线和接收贴片置于不同介质层, 不仅减小相互影响, 而且便于多元阵列设计, 减小馈电网络占用面积; 其二, 缝隙耦合双层结构具有谐波抑制功能, 能有效地抑制由于二极管非线性在电路中产生的高次谐波, 省去了整流电路中的滤波器, 使得整流天线阵列结构紧凑; 其三, 双层结构在一定程度上可以增加天线的带宽和增益.
图 1是双极化天线结构图, 天线由双层介质板构成, 有三层金属层.顶层是星形辐射贴片, 在组阵时能减小阵元之间的相互耦合; 中间层是接地板, 开有两个相互正交的耦合缝隙, 缝隙呈渐变“工”字形, 用于阻抗匹配; 底层是两个正交的微带馈线, 分别激励水平和垂直极化波.
采用ANSYS高频结构仿真软件HFSS进行仿真设计, 工作频率为5.8 GHz.两层介质的相对介电常数均为2.65, 正切损耗角为0.002, 上下层的厚度分别为h1=1.5 mm, h2=0.8 mm, 铜箔厚为0.035 mm.馈线宽度均为2.2 mm, 使其特性阻抗为50 Ω, 可直接与整流电路集成.最终设计的天线结构参数为:w=27.5 mm, l=27.5 mm, wp=14.9 mm, lp=14.9 mm, a=13mm, b=5 mm, w50=2.2 mm, ws1=2 mm, ls1=5.4 mm, ws2=2 mm, ls2=6.8 mm, lo1=2.66 mm, lo2=2.1 mm, O1=2.2 mm, O2=1.8 mm.
图 2给出了双极化天线的测试S参数曲线.两个端口的公共阻抗带宽(S11、S22≤-10 dB)为3%(5.96~6.14 GHz), 中心频率为6.05 GHz, 与仿真的中心频率5.8 GHz有250 MHz的频偏.误差主要来源于加工和测试, 天线双层结构是采用塑料螺钉固定的, 上下层介质板之间存在空气间隙, 会使得频率上升.两端口的实测隔离度较好, 在有效带宽内大于35 dB.在二次谐波12.1 GHz上, 垂直极化端口的反射系数为-0.8 dB, 水平极化端口的反射系数为-4.6 dB, 可见该天线具有良好的谐波抑制功能, 且垂直极化端口的性能优于水平极化端口.测得天线在频率为6.05 GHz时垂直和水平极化端口增益分别为6.5 dBi和6.3 dBi, 用于后面计算整流天线在远场区接收到的能量.
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图 2 双极化天线S参数的测试频响特性Fig. 2 Frequency response characteristics of S parameters for dual polarized antenna2 差分整流电路设计
方向回溯整流天线阵需要差分整流电路.图 3(a)给出了所设计的差分整流电路结构图, 它由输入匹配电路、二极管和直通滤波器组成, 由于接收天线具有谐波抑制功能, 因此整流电路无需设计输入低通/带通滤波.为了使电路小型化, 用150 pF的电容作为输出端直通滤波器, 来进一步滤除高次谐波和基波, 二极管至电容之间的微带线用于消除二极管的虚部达到匹配, 其长度约为λ/4.直通滤波器的两个输出端与负载电阻相连.
整流二极管是整流电路中的关键元件, 对于不同频率和不同功率选择合适的整流二极管, 有助于设计高效率整流电路.这里采用MA-COM公司的MA4E1317肖特基二极管, 其导通电压低、损耗小、反应速度快.二极管等效电路参数为:结电容Cj0=0.02 pF, 串联电阻Rs=4 Ω, 反向击穿电压Vbr=7 V, 正向导通电压Vbi=0.7 V, 理论上工作频率可达80 GHz.为了便于和接收天线集成, 整流电路也采用0.8 mm厚的F4B-2介质板, 如图 3(b)所示.整流电路优化后的结构参数为:w50=2.2 mm, g=0.45 mm, w1=3.45 mm, l1=7.0 mm.由于差分电路两端口信号存在180°相位差, 需要连接0°/180°电桥测试其MW-DC整流效率, 整流电路输入端接信号源和放大器.电路整流效率计算公式为
η(%)=V2LPin⋅RL×100%. (1) 式中:RL为整流电路负载值; VL为负载两端电压; Pin为经过放大器后输入到整流电路的微波功率.
图 4给出了整流电路在6.05 GHz频率时，不同输入功率下整流效率随负载变化曲线.可见，随着负载的增加，整流效率增大；随着输入功率的增加，整流效率增大.不同功率具有相同的最佳负载240 Ω.
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图 4 不同输入功率下整流效率随负载变化曲线Fig. 4 Test curves of rectifier efficiency versus load change with different input power当负载为240 Ω, 频率为6.05 GHz时, 整流效率和输出电压随输入功率变化曲线如图 5所示.可见, 整流效率和直流输出电压随着输入功率升高而增大, 当输入功率为20 dBm时, 整流电路最大整流效率为73.8%, 输出直流电压为4.21 V.当输入功率为21 dBm时, 整流效率急剧下降为64%, 而输出电压趋于不变.当功率再增加时, 整流二极管将被击穿.
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图 5 整流电路效率和输出电压随输入功率变化曲线Fig. 5 Curves of efficiency and output voltage of rectifier circuit versus input power通过以上实验发现, MA4E1317二极管的反向击穿电压约11 V, 大于给定值.而根据整流原理, 当输出电压达到Vo=Vbr/2.2时二极管能获得最高的效率, 此时整流电路效率也最高.
3 2×2方向回溯整流天线阵列
基于以上双极化天线单元和差分整流电路, 设计2×2元双极化方向回溯整流天线阵列, 并建立测试系统, 验证其方向回溯性能.
3.1 阵列设计
方向回溯Van Atta天线阵最早由L.C. Van Atta在1959年的专利中提出[11], 它是由多个与阵列几何中心对称的天线单元对组成, 通常阵元数为偶数, 图 6是线阵和面阵示意图.每个天线对用等电长度或者相差整数个工作波长的传输线连接, 工作时, 阵列中每一个天线单元接收的信号被与它成几何对称的另外一个天线单元再辐射出去, 起到方向回溯的功能, 如图 6(a)所示.
天线阵元间距过大将会出现栅瓣, 阵元间距过小则导致单元互耦严重而引起方向图畸变. Van Atta阵元间距应当满足公式
d<λ01+|sinθin|. (2) 式中:d为阵元间距; λ0为自由空间波长; θin是入射波的角度.因此, 理论上, 为了实现-90°至+90°的扫描范围, 阵元间距d应为0.5λ0.
由于上述接收天线馈线和整流电路输入阻抗均为50 Ω, 可以直接集成, 如图 7(a)、(b)、(c)所示.方向回溯整流天线阵包括顶层的4个贴片天线、中间层的接地板及耦合缝隙和底层的4个差分整流电路, 阵元间距约0.5λ0, 即d=25.8 mm.方向回溯特性实现原理如图 7(d)所示, 当二极管被入射波导通时, 对于天线而言, l1和l2构成垂直极化方向回溯天线阵, l3和l4构成水平极化方向回溯天线阵.这时二极管不仅起到整流的作用, 而且还是回溯电路的开关.理论上应在-90°至+90°内进行扫描, 但是由于阵元之间的耦合, 扫描角度会小于这个角度.将两个极化直流输出相并联, 形成1×2并联阵列, 其连接方法如图 7(e)所示, 端口标号在图 7(c)中.根据整流天线并联组阵理论[10], 二元并联阵列的最佳负载应该为单元的一半, 在这里为120 Ω.
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图 7 2×2方向回溯整流天线阵结构及方向回溯原理Fig. 7 Structure of 2×2 retrodirective rectenna array and the operation principle3.2 实验测试
实际加工并测试了2×2双极化方向回溯整流天线阵, 天线实物照片和效率测试系统如图 8所示.整流天线阵置于距发射天线75 cm的远场区.测试整流天线效率时, 保持θin为0°, 收发天线极化一致(即φ=0°), 改变发射功率, 测试整流天线输出电压.测试整流天线阵方向回溯性能时, 整流天线绕着其中轴线转动, 即改变θin, 测试整流天线输出电压随入射角变化情况.
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图 8 方向回溯整流天线实物图和测试系统Fig. 8 Prototype and testing system of direction rectified rectifying antenna整流天线转换效率的计算公式如下:
η(%)=V2LRL×1Pr×100%. (3) 式中:RL和VL与式(1)的意义相同; Pr为整流天线接收到的功率, 可根据Friis传输方程计算得到,
Pr=SiAe=(λ4πD)2PtGtGr. (4) 式中:Pt是发射功率; Gt和Gr分别是发射和接收天线增益; D是传输距离; λ是工作波长. RL=120 Ω, 频率f=6.05 GHz.
在φ=0°, θ=0°方向上两个极化端口的输出电压和整流效率随入射波功率密度变化曲线如图 9所示.输出电压和整流效率均随着入射波功率密度增加而增加, 当功率密度为4.32 mW/cm2时获得70.8%的最高整流效率.
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图 9 在φ=0°, θ=0°方向上两个极化端口测试电压和整流效率随功率密度变化曲线Fig. 9 Measured voltages and efficiencies versus rectifying density at two polarization ports in the direction of φ=0°, θ=0°将整流天线放置在转台上, 使得整流天线绕着转台中心旋转(φ=0°, θin变化), 测试整流天线输出电压随入射波角度变化情况, 并用θin=0°上的电压进行归一化.图 10给出了不同功率密度下, 垂直极化端口电压及归一化电压比随入射角度变化曲线.可以发现, 输出电压在θin=0°时最大, 当角度变大时输出电压逐渐下降.在入射波功率密度为2.16 mW/cm2时, 归一化电压比大于90%的入射角度范围为[-27°, 27°], 归一化电压比大于80%的入射波角度范围为[-37°, 37°]; 在入射波功率密度为3.43 mW/cm2时, 归一化电压比大于90%和80%的入射角度范围分别为[-28.5°, 28.5°]和[-38°, 38°].随着入射波功率密度的增加, 不同角度上的电压比也有所增加.
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图 10 不同功率密度下垂直极化端口测试曲线Fig. 10 Vertical polarization port test curves with different power density图 11给出了不同功率密度下, 水平极化端口电压和电压比随入射角度变化曲线.在入射波功率密度为3.43 mW/cm2时, 归一化电压比大于90%和80%的入射角度范围分别为[-21°, 21°]和[-30°, 30°]; 在入射波功率密度为5.20 mW/cm2时, 归一化电压比大于90%和80%的入射角度范围分别为[-23°, 23°]和[-31°, 31°].水平极化端口方向回溯性能稍劣于垂直极化端口.
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图 11 不同功率密度下水平极化端口测试曲线Fig. 11 Horizontal polarization port test curves with different power density4 结论
本文提出了双极化方向回溯整流天线阵, 在微波输能系统的收发天线电磁波波束和极化方向未能对准的情况下, 使整流天线仍能保持稳定的直流输出.设计并测试了C波段2×2方向回溯整流天线阵列.实验结果表明:双极化端口在较宽的入射角范围内电压变化小, 均有稳定的直流能量输出.双极化方向回溯整流天线阵可以有效地解决整流天线阵列波束方向和极化方向对不准问题, 在远距离微波输能系统中具有较高的应用价值.
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图 2 双极化天线S参数的测试频响特性
Fig. 2 Frequency response characteristics of S parameters for dual polarized antenna
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图 4 不同输入功率下整流效率随负载变化曲线
Fig. 4 Test curves of rectifier efficiency versus load change with different input power
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图 5 整流电路效率和输出电压随输入功率变化曲线
Fig. 5 Curves of efficiency and output voltage of rectifier circuit versus input power
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图 7 2×2方向回溯整流天线阵结构及方向回溯原理
Fig. 7 Structure of 2×2 retrodirective rectenna array and the operation principle
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图 8 方向回溯整流天线实物图和测试系统
Fig. 8 Prototype and testing system of direction rectified rectifying antenna
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图 9 在φ=0°, θ=0°方向上两个极化端口测试电压和整流效率随功率密度变化曲线
Fig. 9 Measured voltages and efficiencies versus rectifying density at two polarization ports in the direction of φ=0°, θ=0°
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图 10 不同功率密度下垂直极化端口测试曲线
Fig. 10 Vertical polarization port test curves with different power density
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其他类型引用(5)
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