Reconfigurable orbital angular momentum generator with vortex beam direction and mode adjustment
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摘要: 针对圆环形阵列天线产生轨道角动量(orbital angular momentum, OAM)涡旋波的技术, 提出了宽带圆极化单臂螺旋天线(single-arm spiral antenna, SASA)构成的机械可重构圆环形阵列天线, 并深入研究了OAM涡旋波的模态检测和收发情况.利用SASA的相位特性, 调控各阵元绕自身轴线的旋转角度, 可灵活控制OAM涡旋波的主波束辐射方向.该设计可实现OAM模态和涡旋波辐射方向双可重构调控特性, 并根据SASA的旋转角方向实现左旋圆极化或右旋圆极化OAM涡旋波.实验加工并测试了该可重构圆环形OAM阵列天线, 验证了该思想和方法的正确性和有效性.Abstract: The mode detection and transmission of the orbital angular momentum vortex wave are studied intensively on the basis of the proposed mechanically reconfigurable circular array antenna which consists of broadband and circular polarization single-arm spiral antenna (SASA) allowing self-rotation around the axis to produce a relative change in phase of the radiated field in space. Furthermore, the main beam direction of the orbital angular momentum(OAM) vortex wave can be flexibly controlled by adjusting the rotation angle of each array element around its axis according to the phase characteristics of the SASA. The proposed design can realize the vortex beam direction and OAM mode reconfigurability. In addition, the left-hand circular polarization or right-hand circular polarization vortex wave can be adjusted by changing the rotation angle of the SASA. The prototype of the circular array is proposed, fabricated, and measured to validate the effectiveness and correctness of the proposed method.
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引言
伴随着无线通信业务的蓬勃发展, 人们的生活呈现出日新月异的变化.无线通信技术实现信息传递的方式是通过电磁波来携带信息传输的, 为了防止携带各路信息的电磁波相互干扰, 人们需要不断地拓宽使用频带.但是, 无线频谱资源的有限性、独占性和稀缺性极大地限制了无线通信技术的发展, 无线通信系统的信道容量也已接近香农极限.因此, 复用技术的变革显得尤为重要.国内外的学者们从无线通道的自身性质入手, 发现轨道角动量(orbital angular momentum, OAM)涡旋波技术有望帮助解决频谱利用率低下、通信容量日益减少的问题. OAM涡旋电磁波的复用技术与之前无线通信技术中使用的复用技术的区别在于:该复用技术利用不同模式的OAM涡旋波之间相互正交的特性, 且理论上OAM的模式数是无穷多的, 将OAM涡旋波的模式数作调制参数, 将各路信息调制到不同模式的OAM涡旋波上, 这样在同一载频下将拥有无穷多个相互独立的OAM信道[1], 利用OAM涡旋波模式数这一新的自由度, 将有望提高频谱利用率, 增大通信容量.
早在1909年, Poynting就预言存在自旋角动量(spin angular momentum, SAM)[2]. 1936年, Benth用实验验证了圆偏振光具有自旋角动量[3]. 1992年, Allen等证实了拉盖尔-高斯光束携带有OAM[4]. 2004年, Gibson等人首次提出将OAM涡旋波用于光通信中, 并利用实验证实了不同模式的OAM涡旋波在同一频率下可实现多信道独立调制[5].现如今, OAM涡旋波有多种产生方法, 光学中常常使用透射型结构和透射光栅产生OAM涡旋波; 微波射频段常常使用螺旋反射面、平面反射阵[6-8]和圆环形阵列天线等方式产生OAM涡旋波. 2010年, Mohammadi等人[9-10]使用16个电偶极子等间隔均匀排列在半径为R的圆环上, 组成圆环形阵列, 相邻单元间的相位差为δϕ=2πl/N, 其中l为模态数, N为阵列单元的个数, 且圆环形天线阵列可以产生的模式数范围为-N/2 < l < N/2.现有的圆环形阵列天线在产生OAM涡旋波时, 馈电网络一般设计成功分移相器来提供相邻阵元所需的相位差, 但是馈电网络一旦给定, 整个圆环形阵列装置所产生的OAM涡旋波的模态数也就确定了, 且现有圆环形阵列天线产生的OAM涡旋波的主波束方向均垂直于阵列所在的平面, 主波束方向固定, 不可调控.为了解决现有圆环形阵列天线产生的OAM涡旋波模态数单一的问题, 文献[11]中提出了一种基于单臂螺旋天线(single-arm spiral antenna, SASA)的机械可重构圆环形阵列天线, 利用SASA的远场相位特性, 简化了馈电网络, 实现了OAM涡旋波的机械可重构特性.本文在文献[11]的产生技术基础上, 深入研究了OAM涡旋波的模态检测和收发情况.受到平面反射阵原理的启发, 利用SASA的远场相位特性, 通过调控各阵元绕自身轴线的旋转角度, 来控制OAM涡旋波的主波束方向, 实现OAM涡旋波的主波束辐射方向的调控.
1 基于SASA的可重构圆环形阵列天线
如图 1所示的八元圆环形阵列是由8个相同的SASA以R=120 mm为阵列半径均匀等间隔放置而成, 金属地板的半径为200 mm, 将8个阵元分别编号1, 2, 3, 4, 5, 6, 7和8, 当产生模态l的OAM涡旋波时, 相邻阵元间的相位差为2πl/N, 其中N为阵元个数, 图 1是以产生模态l=1为例的示意图, 其中规定编号1的阵元旋转角度为0, 作为旋转基准, 剩余标号2~8的阵元依次比前一个阵元多旋转45°.八元圆形行阵列天线可产生的OAM涡旋波模态为l=±3, ±2, ±1, 0, 只需改变各阵元绕自身轴线的旋转角度即可产生不同模态, 而且是圆极化的OAM涡旋波.具体阵元结构设计可参见文献[11].
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图 1 八元SASA圆环形阵列结构图[11]Fig. 1 Geometry structure diagram of 8-element SASA circular array antenna由于SASA可通过旋转提供相邻单元间所需的相位差, 则馈电网络可由复杂的功分移相器简化成常规的功分器, 如图 2所示.功分器采用简单的一分八的Wilkinson功分器[12], 信号由输入端口(P1)进入, 经由微带功分器传输到输出端口(P2~P9), 其中输出端口获得信号的幅度和相位均相同, 结构具有对称性.该馈电网络在2.5~5.3 GHz频带内可成功实现一分八的等幅同向馈电功能.
将初始阵面和馈电网络组合到一起即可形成机械可重构圆环形阵列天线, 通过调整编号1~8阵元绕自身轴线的旋转角度, 即可产生不同模态的OAM涡旋波, 文献[11]中给出了加工的实物与测量结果, 均与仿真结果相吻合, 很好地说明了利用该款基于SASA的圆环形阵列天线, 可以成功地实现OAM涡旋波的机械可重构特性.
2 OAM涡旋波的模态检测和收发情况分析
如今, 在光学中已经有多种OAM涡旋波的检测方法被提出并有相关实验进行了验证[13], 但在微波射频波段, 由于工作频率的波长长, 将导致涡旋波束产生明显的衍射现象, 光学中检测OAM涡旋波的方法在微波射频波段并不适用.但是能否快速有效地识别和检测微波射频波段的OAM涡旋波的模态是无线通信中的关键技术, 已引起国内外学者们广泛关注.本文详细分析基于机械可重构圆环型阵列天线所产生的OAM涡旋波束的模态检测方法和收发情况.
2.1 OAM涡旋波的模态检测
由OAM涡旋波的理论知识可知, OAM的波前相位呈螺旋型, 且其变化遵循一定的规律.通过对比同一频点不同模态的OAM涡旋波的电场相位分布来具体说明其波前相位特性.设定观察面的大小为700 mm×700 mm, 将观察面放置在观察传播方向z=1 000 mm的位置处.如图 3所示, 红色圆圈部分标注的是波前相位沿方位角φ的变化, 由右手边的色带图可知, 模态l=1的OAM涡旋波的波前相位改变量是2π, 模态l=2的OAM涡旋波的波前相位改变量是4π.由类比推导我们可以发现, 模态为l的OAM涡旋波的波前相位沿φ旋转一周的改变量是2πl.
然后, 仍然使用700 mm×700 mm尺寸的观察面, 给定OAM涡旋波的模态l=1, 通过改变观察面到圆环形阵列天线上表面的距离, 观察OAM波前相位的变化特性.如图 4所示, 给出了模态l=1的OAM涡旋波的波前相位随不同传输距离的变化特性, 观察可知, 随着传输距离的增加, OAM涡旋波的波前相位有一定程度的改变, 但方位角特征却能保持, 从图 4所示的四个不同观察距离处的电场相位分布情况可知, 波前相位沿方位角φ变化一周, 变化量均保持为2π不变, 说明波前相位的变化量与传播距离无关, 同时也表明了OAM涡旋波在空间中传播时, 其模态不会改变, 但其相位梯度与方位角的变化量呈简单的线性关系.
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图 4 OAM涡旋波波前相位随传播距离变化的特性图Fig. 4 Characteristic diagram of OAM wave front wave phase varying with propagation distance相位梯度法就是利用OAM波前相位的方位角特性, 由方位角上的相位梯度来确定OAM涡旋波的模态数.具体做法是在涡旋波束轴线方向的远端观察面上沿圆周等间隔放置M个探针天线, 其中M≥2且M∈Z, 相邻两个探针天线如关于波束轴线方向的方位角变化为ΔΦ, 如图 5所示, 假设M个探针天线接收到的电场相位分别为Φ1, Φ2, …, ΦM, 根据公式ΔΦi=|Φi+1-Φi|(i=1, 2, …, M-1)计算相邻探针天线接收到的电场相位差, 则OAM的模态数l为:
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图 5 相位梯度法检测OAM涡旋波模态数的原理图Fig. 5 Schematic diagram of model detection of OAM vortex wave by phase gradient methodˉl=ΔˉΦΔφ, (1) ΔˉΦ=ΔΦ1+ΔΦ2+⋯+ΔΦM−1M−1. (2) 值得注意的是, 如果采用两个探针来测量并计算OAM的模态数l, 那么我们要控制两个探针关于波束轴线方向的方位角Δφ < π/|l|.
基于上述的相位梯度法, 测量并计算文献[11]中的产生装置所产生的OAM的模态数.取M=4, 由于文献[11]中产生的OAM涡旋电磁波是圆极化的, 所以这里的探针天线使用圆极化的平面SASA.如图 6所示, 探针天线置于距离阵面轴线方向z=412.5 mm处的观察面上, 以探针天线1的位置为基准, 其余探针按照方位角间隔Δφ等间隔均匀排列在半径为120 mm的圆周上.测量模态l=1的OAM涡旋波时取Δφ=90°, 测量模态l=2的OAM涡旋波时取Δφ=60°, 测量模态l=3的OAM涡旋波时取Δφ=45°, 利用Ansys HFSS仿真计算出各探针天线接收到的电场相位, 如表 1所示.
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图 6 相位梯度法检测OAM涡旋波模态数的装置图Fig. 6 Device diagram of detecting OAM vortex mode number by phase gradient method表 1 各探针天线接收到的电场相位表Tab. 1 The electric field phase table received by each probe antenna产生装置设置的模态数 探针1接收到的电场相位/(°) 探针2接收到的电场相位/(°) 探针3接收到的电场相位/(°) 探针4接收到的电场相位/(°) l=1 50.8 99.2 -80.0 -15.8 l=2 75.5 -175.4 -124.0 -102.8 l=3 10.2 -167.8 -105.1 -178.2 由表 1的数据, 根据公式(1)和(2)计算可得ΔΦl=1=97.3°, l=1.08;ΔΦl=2=107.8°, l=1.8;ΔΦl=3=104.6°, l=2.32, 上述模态数l的计算结果与产生装置设定的模态数l基本近似.由上述测量过程可知, 使用相位梯度法可以方便、有效地检测出OAM涡旋波的模态数, 此外, 接收探针的个数越多, 计算结果的误差越小, 测试结果的准确度越高.
2.2 圆环形阵列天线产生的OAM涡旋波的接收
从文献调研上看, 2011年, F. Tamburini等人使用偶极子天线作为接收天线, 运用相位梯度法计算了OAM涡旋波的模态数[14]. 2016年, F. Tamburini等人用螺旋抛物面天线, 实现了三发三收的OAM涡旋波通信链路系统[15].因为由平面SASA组成的圆环形阵列产生的OAM涡旋波具有机械可重构的优点, 可将其用在三发三收通信链路系统当中作收发天线.
如图 7所示, 即为F. Tamburini等人作三发三收OAM通信链路系统实验时使用的收发天线.该天线由三个螺旋抛物面小天线构成, 这三个螺旋抛物面天线可分别产生模态数为l=+1, l=0和l=-1的OAM涡旋波. 图 8给出了具体的三发三收OAM通信链路系统, 图中左侧的T1、T0和T-1是发射天线, 可分别产生模态数为l=+1、l=0和l=-1的OAM涡旋波, 右侧的R1、R0和R-1是接收天线, 可用来接收模态数为l=+1、l=0和l=-1的OAM涡旋波.同时, 因为OAM涡旋波自身的性质, 不同模态的涡旋波之间是相互正交的, 则该三路信号彼此独立, 互不干扰.
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图 8 三发三收OAM通信链路图[15]Fig. 8 Communication link diagram of OAM with three transmitting antennas and three receiving antennas根据上面的描述, 使用基于单臂螺旋的圆环形阵列天线构建了三发三收的仿真模型, 如图 9所示.从图中可知, 收、发天线之间的距离D=1 m.利用Ansys HFSS对该三发三收系统进行S参数的仿真, 得到收发端口之间的传输系数如表 2所示.对比各传输参数可知, T0和R0之间的传输系数最大, 为-30 dB; T1与R1、T-1和R-1间传输系数相接近, 几乎都为-33.4 dB; 而其他不同模态OAM涡旋波之间的传输系数都小于-40 dB, 这一数据说明不同模态数的OAM信道之间隔离性好, 相互之间的干扰很小.因为模态数l=0时的OAM涡旋波实际上是普通的平面电磁波, 并不具有螺旋型波前相位, 而从仿真结果也发现l=0模态间的传输系数比l≠0模态间的传输系数要大.值得注意的是, 将OAM收发链路运用到实际通信系统中时, 如果系统中包含模态l=0的收发天线, 那么其之前需使用衰减器, 将其传输幅度与OAM涡旋波保持在同一水平内.
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图 9 基于单臂螺旋的圆环形阵列天线三发三收OAM系统仿真示意图Fig. 9 Simulation diagram of OAM system with three transmitting antennas and three receiving antennas based on circular array antenna consisting of single-arm spiral antennas表 2 各探针天线接收到的电场相位表Tab. 2 The electric field phase table received by each probe antennadB 接收 发射 T1 T0 T-1 R1 -30.0 -48.9 -42.1 R0 -50.6 -33.7 -43.6 R-1 -41.9 -40.6 -33.1 3 OAM涡旋波束的辐射方向调控
现有的圆环形阵列天线所产生的OAM涡旋波束的主波束一般均沿着阵列的轴线方向, 考虑到某些情况下需要实现主波束按所需方向偏转, 故在文献[11]提出的基于SASA的圆环形阵列天线的基础上, 利用该装置的机械可重构特性, 根据平面反射阵的原理, 将各个平面SASA绕自身的轴线旋转相应的角度, 使得产生的OAM涡旋波束按照辐射方向需求进行调控.
3.1 基于OAM涡旋波束偏折的圆环形阵列天线的设计
文献[11]中的SASA作为一种自互补天线, 因为自身的圆极化辐射和轴对称特性, 该SASA具有一种新颖的远场相位特性, 当平面单臂螺旋沿自身的轴线z旋转角度ω时, 远场相位将随之改变ω, 同时还能保持远场的幅度不变.为了解释平面SASA这一远场相位特性, 首先我们将螺旋天线看作一电流均匀分布的圆形导体, 如图 10所示, 圆形导体上的箭头给出了电流相位波前的前进方向. 图 10中所示的Q1(θ, ϕ1)和Q2(θ, ϕ2)分别为圆形电流分布远场中的两点, 它们的球坐标表示的仅仅是方位角的ϕ不同.很明显, 这两点的电流分布除去圆形电流源的相位延迟外均相同.此外, 圆形电流环路的辐射场只与方位角ϕ相关, 该关系由相位因子exp(-jϕ)给出.因此, 圆形电流回路的旋转并不干扰电流的本征相位, 改变的仅仅是圆形回路旋转场的相位, 同时相位的改变量与旋转角度的大小保持一致.
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图 10 均匀圆形分布电流的相位特性图Fig. 10 Phase characteristics of uniform circular distribution current平面反射阵天线包括馈源和许多反射单元.当馈源发出的入射波经过反射阵表面时, 入射波经过大量的反射阵单元后将会在空间中形成二次辐射波和镜像反射波.从文献[16]中可以看出, 馈源到各个反射单元的不同传播路径将导致对应的空间相位出现不同程度的延时.因此, 各个反射单元需要补偿由不同传播路径所造成的空间相位延迟, 使得平面反射阵天线能够在需要的方向产生较好的主波束方向图[17-21].此外, 越想要产生理想的主波束方向图, 相位补偿越是要准确合理.
结合上述的平面反射阵天线的原理, 想要在所需的方向产生较好的主波束方向图, 只要精确调控每个阵元提供的相位补偿.那么, 利用平面SASA的远场相位特性, 在旋转各阵元产生模态l的OAM涡旋波的基础上, 合理调控平面SASA绕自身轴线的旋转角度, 即可在所需的方向上产生模态l的OAM涡旋电磁波, 成功实现OAM涡旋波辐射方向的调控.
参照图 11给出的几何关系, N个平面SASA等间隔均匀排列在半径为R的圆周上, 由微带功分网络馈电, 信号源从馈电端口进入, 经由功分器, 传输N个相位相同、幅度相等的信号激励N个平面SASA工作, 要产生模态l, 沿z轴方向偏转θ角的OAM涡旋波束, 每个SASA需要旋转的角度φn分成两部分:1)产生沿z轴方向的模态为l的涡旋波束, 各个SASA的旋转角度φl=2πl(n-1)/N; 2)使得OAM涡旋波主波束沿所需的方向偏转, 各个SASA需要提供的补偿相位为φc(n).
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图 11 基于圆环型阵列天线产生OAM偏折波束的原理图Fig. 11 Schematic diagram of OAM deflected beam generation based on circular array antenna参照微带反射阵的原理, 可知补偿相位φc(n)主要与传播路径差Δl有关, 传播路径差主要是由各个SASA阵元到空间等相位面的传播路径Δdn造成的, 即
Δl=Δdn. (3) 为了便于分析, 假设圆环形阵列表面位于z=0的平面上, 第n个SASA中心位置的三维坐标为(xn, yn, zn), 主波束方向为(θ0, φ0), 各SASA的几何中心到空间等相位面的距离可表示为
Δdn=−xnsinθ0cosφ0−ynsinθ0cosφ0−zncosθ0, (4) 代入公式(3)可得
Δl=−xnsinθ0cosφ0−ynsinθ0cosφ0−zncosθ0, (5) 则Δl对应的相位延迟φc(n)可写为
φ(n)c=k0Δl=k0(−xnsinθ0cosφ0−ynsinθ0cosφ0−zncosθ0). (6) 将真空中的传播常数k0=2π/λ代入, 可得相位延迟φc(n)为
\begin{array}{l} \varphi _c^{(n)} = \frac{{2{\rm{ \mathit{ π} }}}}{\lambda }\left( { - {x_n}{\rm{sin}}{\theta _0}{\rm{cos}}{\varphi _0} - } \right.\\ \;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\left. {{y_n}{\rm{sin}}{\theta _0}{\rm{cos}}{\varphi _0} - {z_n}{\rm{cos}}{\theta _0}} \right), \end{array} (7) 则每个SASA需要旋转的角度φn为
\begin{array}{l} {\varphi _n} = {\varphi _l} + \varphi _c^{(n)}\\ \;\;\;\;\;\; = \left( {n - 1} \right)\frac{{2{\rm{ \mathit{ π} }}l}}{N} + \frac{{2{\rm{ \mathit{ π} }}}}{\lambda }\left( { - {x_n}{\rm{sin}}{\theta _0}{\rm{cos}}{\varphi _0} - } \right.\\ \;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\left. {{y_n}{\rm{sin}}{\theta _0}{\rm{cos}}{\varphi _0} - {z_n}{\rm{cos}}{\theta _0}} \right). \end{array} (8) 考虑到相位具有2π的周期性, 则
\begin{array}{l} {\varphi _n} = \left( {n - 1} \right)\frac{{2{\rm{ \mathit{ π} }}l}}{N} + \\ \;\;\;\;\;\;\;\;\frac{{2{\rm{ \mathit{ π} }}{f_0}}}{c}\left( { - {x_n}{\rm{sin}}{\theta _0}{\rm{cos}}{\varphi _0} - } \right.\\ \;\;\;\;\;\;\;\;\left. {{y_n}{\rm{sin}}{\theta _0}{\rm{cos}}{\varphi _0} - {z_n}{\rm{cos}}{\theta _0}} \right) + 2m{\rm{ \mathit{ π} }}, \\ \;\;\;\;\;\;\;\;m = 0, 1, 2, 3, \cdots . \end{array} (9) 式中，c为光速.
由式(9)可看出, 给定各SASA中心的位置、主波束方向(θ0, φ0)、工作中心频率f0, 每个SASA沿自身轴线的旋转角度很容易计算得到, 进而可以得到希望方向的模态为l的OAM主波束方向.
3.2 OAM涡旋波束偏折的仿真实例
如图 12所示的八元圆环形阵列是由8个相同的SASA以R=120 mm为阵列半径均匀等间隔放置而成, 金属地板的半径为200 mm, 将8个阵元分别编号1, 2, 3, 4, 5, 6, 7和8, 其中规定编号1的阵元作为旋转基准.以模态l=1, 主波束方向为θ0=30°, φ0=0°和模态l=2, 主波束方向为θ0=45°, φ0=0°的OAM涡旋波束为例, 根据公式(9)计算编号1~8的各个阵元需要绕自身轴线旋转的角度, 结果如表 3和表 4所示.将图 12仿真实例中编号1~8的SASA按照表 3和表 4旋转, 仿真圆环形阵列天线, 其远场方向图如图 13所示, 可看出该OAM涡旋波的主波束凹陷沿着θ0=30°和45°的方向, 与期望的主波束方向一致.其近场电场的相位分布和幅度分布如图 14和15所示, 模态l=1时, 电场的相位分布呈现为逆时针方向的单臂螺旋结构, 电场的幅度分布呈现为逆时针方向的双臂螺旋状, 符合理论上模态l=1的OAM涡旋波的电场分布; 模态l=2时, 电场的相位分布呈现为逆时针方向的双臂螺旋结构, 电场的幅度分布呈现为逆时针方向的四臂螺旋状, 符合理论上模态l=2的OAM涡旋波的电场分布.从远场方向图以及近场的电场分布特性分析可以看出, 通过对各SASA绕自身轴线旋转角度的计算, 利用SASA的机械可重构特性, 可以方便有效地产生所需方向的OAM主波束, 成功实现OAM波束的偏折.
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图 12 基于圆环型阵列天线产生OAM偏折波束的仿真图Fig. 12 Simulation diagram of OAM deflected beam generation based on circular array antenna表 3 各SASA绕自身轴线的旋转角度(l=1, θ0=30°, φ0=0°)Tab. 3 Self-rotation angle of each single-arm spiral antenna(l=1, θ0=30°, φ0=0°)阵元序号 φl/(°) φc(n)/(°) φn/(°) n=1 0 270 270 n=2 45 89 134 n=3 90 12 102 n=4 135 89 224 n=5 180 270 450 n=6 225 83 308 n=7 270 153 423 n=8 315 83 398 表 4 各SASA绕自身轴线的旋转角度(l=2, θ0=45°, φ0=0°)Tab. 4 Self-rotation angle of each single-arm spiral antenna(l=2, θ0=45°, φ0=0°)阵元序号 φl/(°) φc(n)/(°) φn/(°) n=1 0 132 132 n=2 90 289 379 n=3 180 289 469 n=4 270 132 402 n=5 360 43 403 n=6 450 225 675 n=7 540 225 765 n=8 630 43 673 ![]()
图 14 GHz的近场特性(l=1, θ0=30°)Fig. 14 Near-field characteristics of 3.5 GHz with l=1, θ0=30°![]()
图 15 3.5 GHz的近场特性(l=2, θ0=45°)Fig. 15 Near-field characteristics of 3.5 GHz with l=2, θ0=45°3.3 OAM涡旋波束偏折的加工和测试
3.2节所述的产生l=2, θ0=45°, φ0=0°OAM偏折涡旋波束的八元圆环阵结构图如图 16(a)所示, 为了进一步验证分析的正确性, 本文实际加工了如图 16(b)、(c)所示的可产生OAM模态l=2的拓扑结构, 加工并组装好的OAM涡旋电磁波束的实验装置如图 16(d)所示.利用型号为Anritsu MS46322A的矢量网络分析仪, 测量实际阵列天线的回波损耗、轴比, 其测试与仿真结果的对照如图 17所示, 绿色区域表示回波损耗S11小于-10 dB的工作频带, 黄色区域表示轴比小于-3 dB的工作频带.虽然平面单臂螺旋天线的工作带宽很宽, 但由于馈电网络的带宽限制, 只给出整个阵列天线2~5 GHz频带内的结果.故反射系数S11小于-10 dB的工作带宽都是3.4~4.7 GHz, 远场测试结果与仿真结果吻合良好.轴比小于-3 dB的工作带宽为3~4.1 GHz, 所以最终对应的工作带宽为3.4~4.1 GHz(相对带宽19%).对比阵列天线反射系数的仿真结果与测试结果, 发现存在一定程度上的频偏, 造成这一误差的主要原因是该阵列天线地板尺寸较大, 使得地板存在一定程度上的形变, 尽管如此, 反射系数的测试结果与仿真结果大体上相吻合.对比阵列天线轴比的仿真结果与测试结果, 发现存在一定程度上的误差, 造成这一误差的主要原因是本设计产生的OAM涡旋电磁波是圆极化的, 轴比的测量结果是利用电场水平方向和垂直方向的测试数据计算所得.综上所述, 本文的设计与传统的圆环形微带阵列天线相比, 该阵列天线的工作带宽得到了一定程度上的改善.
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图 17 反射系数及轴比的仿真和测试对照图Fig. 17 Simulation and test comparison of reflection coefficient and axial ratio本文对图 16所示的产生模态l=2 OAM的八元圆环阵列天线进行了平面近场扫描实验, 实验测试示意图如图 18所示, 阵列天线被固定在介质支架上, 实验中使用开口波导作为标准近场测量探针, 设置阵面中心轴线与波导中心轴线的夹角为45°.探针放置在阵面中心的延长线上, 距离阵面412 mm(约为测量频率所对应的5λ)的位置处采样尺寸为700 mm×700 mm, 采样间距为20 mm.通过平面近场扫描, 得到了阵列天线辐射近区的电场的相位和幅度数据, 由于本设计产生的OAM涡旋电磁波是圆极化的, 因此我们分别测量了电场的水平分量Ex和垂直分量Ey, 其中测量得到的电场相位分布如图 19(a)、(c)所示.与仿真结果(图 15(a))相对比, 可以看出观察面上所观测到的电场水平分量与垂直分量的相位分布均呈现为逆时针方向的双臂螺旋型, 同时在中心存在相位奇点.然而, 测量结果与仿真结果相比存在一些问题, 可以看到观察面上的螺旋线不够光滑、平整, 造成这一问题的主要原因是采样间距过大, 若近场测量时采用更小的测量间距, 电场的相位分布图的效果将更加接近于仿真结果, 尽管如此, 测量结果与仿真分析还是有比较好的吻合度.进一步观察电场强度|Ex|和|Ey|的分布(如图 19(b), (d)所示), 可以明显看到, 无论是水平分量还是垂直分量, 电场强度均与甜甜圈的形状相似, 呈现沿圆周方向较强而中心场强较弱的现象, 电场强度所呈现的中心较弱现象正好与OAM涡旋波束存在中心空洞的特征相符合.虽然基于SASA的圆环形天线阵列的仿真分析与近场测量结果存在一定误差, 但足以体现出OAM涡旋波的基本特点.
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图 19 近场处的电场相位分布与幅度分布图Fig. 19 Phase and amplitude distribution of electric field in near field4 结论
本文提出采用基于SASA的机械可重构圆环形阵列天线OAM波产生装置, 可有效实现OAM的模态和涡旋波辐射波束方向的双可重构特性, 该装置对OAM涡旋波辐射方向的调控使得OAM涡旋波可以更加广泛地应用于通信中的各种场景.该装置产生的是圆极化OAM涡旋波, 根据SASA单元旋转的方向不同, 可灵活实现左旋圆极化或右旋圆极化OAM涡旋波, 又可同时实现轨道角度量和自旋角动量的灵活调制, 解决现有的产生装置所产生的OAM涡旋波束模态单一、主波束方向固定的问题.论文还具体研究了该装置所产生的OAM涡旋波的模态检测和接收情况, 并通过实验证实了该思想和方法的有效性和正确性.在未来的实际应用系统中, 可采用程控微电机精确控制阵元的旋转角度, 根据外部动态需求实时控制每个阵元的状态, 产生所需要的OAM涡旋电磁波特性, 这些问题值得进一步研究和探索.
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图 1 八元SASA圆环形阵列结构图[11]
Fig. 1 Geometry structure diagram of 8-element SASA circular array antenna
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图 4 OAM涡旋波波前相位随传播距离变化的特性图
Fig. 4 Characteristic diagram of OAM wave front wave phase varying with propagation distance
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图 5 相位梯度法检测OAM涡旋波模态数的原理图
Fig. 5 Schematic diagram of model detection of OAM vortex wave by phase gradient method
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图 6 相位梯度法检测OAM涡旋波模态数的装置图
Fig. 6 Device diagram of detecting OAM vortex mode number by phase gradient method
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图 8 三发三收OAM通信链路图[15]
Fig. 8 Communication link diagram of OAM with three transmitting antennas and three receiving antennas
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图 9 基于单臂螺旋的圆环形阵列天线三发三收OAM系统仿真示意图
Fig. 9 Simulation diagram of OAM system with three transmitting antennas and three receiving antennas based on circular array antenna consisting of single-arm spiral antennas
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图 10 均匀圆形分布电流的相位特性图
Fig. 10 Phase characteristics of uniform circular distribution current
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图 11 基于圆环型阵列天线产生OAM偏折波束的原理图
Fig. 11 Schematic diagram of OAM deflected beam generation based on circular array antenna
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图 12 基于圆环型阵列天线产生OAM偏折波束的仿真图
Fig. 12 Simulation diagram of OAM deflected beam generation based on circular array antenna
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图 14 GHz的近场特性(l=1, θ0=30°)
Fig. 14 Near-field characteristics of 3.5 GHz with l=1, θ0=30°
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图 15 3.5 GHz的近场特性(l=2, θ0=45°)
Fig. 15 Near-field characteristics of 3.5 GHz with l=2, θ0=45°
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图 17 反射系数及轴比的仿真和测试对照图
Fig. 17 Simulation and test comparison of reflection coefficient and axial ratio
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图 19 近场处的电场相位分布与幅度分布图
Fig. 19 Phase and amplitude distribution of electric field in near field
表 1 各探针天线接收到的电场相位表
Tab. 1 The electric field phase table received by each probe antenna
产生装置设置的模态数 探针1接收到的电场相位/(°) 探针2接收到的电场相位/(°) 探针3接收到的电场相位/(°) 探针4接收到的电场相位/(°) l=1 50.8 99.2 -80.0 -15.8 l=2 75.5 -175.4 -124.0 -102.8 l=3 10.2 -167.8 -105.1 -178.2 
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表 2 各探针天线接收到的电场相位表
Tab. 2 The electric field phase table received by each probe antenna
dB 接收 发射 T1 T0 T-1 R1 -30.0 -48.9 -42.1 R0 -50.6 -33.7 -43.6 R-1 -41.9 -40.6 -33.1
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表 3 各SASA绕自身轴线的旋转角度(l=1, θ0=30°, φ0=0°)
Tab. 3 Self-rotation angle of each single-arm spiral antenna(l=1, θ0=30°, φ0=0°)
阵元序号 φl/(°) φc(n)/(°) φn/(°) n=1 0 270 270 n=2 45 89 134 n=3 90 12 102 n=4 135 89 224 n=5 180 270 450 n=6 225 83 308 n=7 270 153 423 n=8 315 83 398
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表 4 各SASA绕自身轴线的旋转角度(l=2, θ0=45°, φ0=0°)
Tab. 4 Self-rotation angle of each single-arm spiral antenna(l=2, θ0=45°, φ0=0°)
阵元序号 φl/(°) φc(n)/(°) φn/(°) n=1 0 132 132 n=2 90 289 379 n=3 180 289 469 n=4 270 132 402 n=5 360 43 403 n=6 450 225 675 n=7 540 225 765 n=8 630 43 673
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