A CPW differentially-fed frequency reconfigurable antenna
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摘要: 提出了一种共面波导(coplanar waveguide, CPW)差分馈电频率可重构天线.通过直流偏置电路来控制天线上四个PIN二极管的导通和断开模式, 天线可以工作在两种状态, 实现在2.02~2.89 GHz和3.27~3.66 GHz两个频段的重构, 阻抗带宽分别为35.4%和11.3%, 且天线辐射方向图受频率可重构的影响较小, 天线在两种状态下的平均增益分别可达3.18 dBi和3.61 dBi.该天线充分利用共面波导天线结构简单和频带宽的优势, 实现了差分馈电技术与频率可重构技术的完美结合.天线的实测结果与仿真结果非常接近, 可应用于WLAN的2.45 GHz和WiMAX的2.45 GHz、3.5 GHz两个频段.Abstract: A coplanar waveguide(CPW) differentially-fed frequency reconfigurable antenna is proposed.By designing a DC bias circuit to change the working states of the four PIN diodes, the differentially-fed frequency reconfigurable antenna can be reconfigured in two frequency bands, 2.02 to 2.89 GHz (35.4%) and 3.27 to 3.66 GHz (11.3%), and the performance of frequency reconfiguration barely has influence on the radiation patterns of the antenna, the average gain of the two states can achieve 3.18 dBi and 3.61 dBi, respectively. This antenna which combines the differential technology and frequency reconfigurable technology, has a compact CPW structure and uses wide bands, thus can be applied to the 2.45 GHz band of WLAN and two bands of WiMAX, 2.45 GHz and 3.50 GHz.
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Keywords:
- differentially-fed antenna /
- frequency reconfigurable /
- CPW /
- PIN diode /
- wide band
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引言
目前无线通信市场对全集成射频前端产品的需求量越来越大, 集成射频前端的低噪声放大器等电路为了进一步抑制噪声, 通常采用差分结构.差分天线与传统天线的区别在于差分天线有两个馈电端口, 在奇模信号激励下两个端口的激励信号幅度相等、相位相差180°, 能够激励起天线的辐射模式, 但是在偶模信号激励下两个端口的激励信号幅度相等、相位相同, 绝大部分的偶模功率将反馈到馈源, 无法激励起天线的辐射模式.因此差分天线可以直接与射频前端电路连接, 从而避免巴伦等转换器件的使用, 同时也提升了系统的集成度.近年来, 差分天线成为国际学者们的研究热点, 受到学术界的高度重视.差分天线的分类有很多, 例如从馈电形式上分大致有共面波导馈电差分天线[1-3]、探针馈电差分天线[4]、孔径耦合差分天线[5]和临近耦合差分天线[6].
一直以来, 人们对频谱资源的需求有增无减, 但由于可用的空间资源和频谱资源是有限的, 近年来不断涌现的各类无线电技术与应用使得原本就非常珍贵的频谱资源变得越来越紧缺, 于是大容量、超宽带、多功能逐渐成为各种综合通信系统发展的重要方向.可重构天线的功能具有多样性, 一般情况下, 按天线实现的功能可分为频率可重构天线[7-11]、方向图可重构天线[12]、极化可重构天线[13], 它们可以根据不同的通信场景切换到不同的工作模式, 通信对象更为专一, 这极大地提高了通信速率, 又由于一副天线兼具多副天线的功能, 天线数量众多的问题也因此得以解决, 整个通信系统的性能也不被制约.综上所述, 可重构天线具有非常重要的实际应用价值, 必然是未来天线发展的方向.
频率可重构天线作为一种新型天线, 它具有多功能和易实现分集应用等优势, 与传统的只能一次实现单频或多频的天线相比, 频率可重构天线可以满足系统在不同环境下对不同通信频段的需求, 即更有针对性.一般来说, 频率可重构天线性能的重构是通过改变天线表面的电流分布从而改变天线的谐振频点来实现的, 它可以在天线其他辐射特性基本保持不变的情况下, 使天线工作频率根据场景需求进行灵活切换, 这也相当于增加了工作带宽.目前最常用的频率可重构技术手段是把开关器件加载在天线辐射单元或者馈电结构中, 其中微电子机械开关以及PIN二极管开关[14-18]等电子器件应用得最为广泛, 除此之外还有光控开关、变容二极管、GaAS FET开关等可控元器件也可以加载在频率可重构天线中充当开关的作用, 通过控制开关器件的导通与断开来改变天线表面的电流路径, 进而使天线的工作频段得到重构.目前来说, 频率可重构天线在一定程度上主要还是依赖于开关技术, 开关加载的位置及其偏置电路的设计都对天线的整体辐射性能有一定的影响, 所以在对天线进行设计的时候这些因素都需要考虑进去, 但是随着目前开关技术的不断发展和革新, 频率可重构天线必将会有更进一步的发展和更广泛的应用空间.
目前在天线研究领域里将差分馈电技术和频率可重构技术相结合的研究非常少, 文献[19]提出的一款差分频率可重构天线通过控制可变电容来实现频率可重构, 但重构的频段还是比较窄.因此, 差分频率可重构天线的研究是十分具有前沿性和探索性的, 尤其是在拓展带宽方面.综合相关研究发现, 在设计差分馈电频率可重构天线时主要涉及的问题有:
1) 设计频率可重构天线的基本出发点是通过控制射频开关的导通与断开状态来引导天线辐射体表面的电流路径走向, 而差分天线的结构往往是对称的, 所以在设计天线馈电点位置和射频开关的位置时需要考虑天线结构的整体对称性.
2) 理想中的频率可重构天线可以在保持其他辐射特性稳定的情况下, 使天线的工作频率根据场景需求进行灵活切换, 这就要求在实现频率可重构的同时天线的其他特性, 比如方向图\极化方式等要比较接近或一样.
3) 由于要对天线进行频率可重构, 加开关或者加可变电容等方法都会改变天线辐射体的结构, 天线在不同的谐振情况下适用的匹配网络也会相对不一样, 若能在不同的频率谐振情况下使用同一匹配馈电网络是一大创新, 同时考虑开关是加载在辐射模块上还是馈电电路上.
综合以上讨论, 本文提出一款共面波导差分馈电频率可重构天线.通过控制天线上PIN二极管的工作状态, 可以实现WLAN的2.45 GHz和WiMAX的2.45 GHz、3.5 GHz两个频段的重构, 且辐射方向图受频率可重构的影响较小.该天线充分利用了共面波导天线结构简单和频带宽的优势, 实现共面波导差分馈电技术与频率可重构技术的完美结合.
1 共面波导差分馈电频率可重构天线设计
本文研究的共面波导差分馈电频率可重构天线的结构图如图 1所示, 主要包括中心圆形单极子辐射单元、一对共面波导差分微带线、开有多条缝隙的地和加载在缝隙上的四个PIN二极管, 天线的整体结构完全对称.该天线使用FR4高频介质基板, 其厚度为0.8 mm, 相对介电常数为4.4, 介质损耗角为0.02, 天线的平面大小为70 mm×70 mm; 天线中心的圆形单极子辐射单元和地全部在介质板的同一面, 两条中心微带线和与其紧邻的地构成一对差分共面微带线, 即共面波导, 天线则由这一对共面波导进行差分馈电; 地的四个角被切除, 地上所开缝隙的形状完全对称, 在y轴方向呈折线状, x轴方向呈矩形条状, 这些缝隙可以引导地板上电流路径的走向; 地与圆形单极子辐射单元之间留有一圈环形缝隙, 缝隙两侧的圆形单极子辐射单元与地相互耦合; 为实现频率可重构功能, 在天线的折线形缝隙上对称加载四个完全相同的PIN二极管开关, 通过控制这四个开关的通断情况来控制天线的工作频率.天线优化后各项参数的最优值详见表 1.
表 1 天线的参数值Tab. 1 Optimized parameters of the antenna参数 尺寸/mm L1 70 L2 70 L3 12 L4 11 L5 11.5 L6 20 L7 15 R1 18 R2 15 W1 0.85 W2 5 W3 2.3 W4 2 W5 1.55 W7 4 -- -- 天线上加载的四个PIN二极管开关的工作模式以及天线对应的工作状态详见表 2.
表 2 天线及开关状态Tab. 2 The states of the antenna and switches工作状态 开关1 开关2 开关3 开关4 State 1 导通 导通 导通 导通 State 2 断开 断开 断开 断开 为减小偏置电路对天线各项性能的影响, 将偏置电路搭建在PCB板上, 天线上的PIN二极管与对应的偏置电路用杜邦线连接.用于控制四个PIN二极管开关的偏置电路是一样的, 在此仅示出开关1的偏置电路, 见图 2.
2 天线电流路径分析与参数优化
天线结构的几何参数影响着天线性能, 其中任何一个参数的改变都会对天线的性能带来一定程度的影响, 对本文所设计的共面波导差分馈电频率可重构天线而言, 优化天线的任何一个参数都要考虑到它对天线在两种工作状态下各性能的影响, 尤其是对天线频率重构功能起关键作用的参数更要重点分析, 以确保在实现频率可重构功能的同时天线其他的性能能够保持稳定.天线的电流分布图能帮助我们更直观地分析和了解该天线的工作原理, 所以接下来对天线的几个重要参数和电流分布进行分析.
2.1 天线电流路径分析
天线的频率可重构功能一般是通过改变天线表面的电流分布来实现的, 本文提出的共面波导差分馈电频率可重构天线也是基于上述理论设计的.为了更加直观地了解该天线频率可重构功能的实现原理, 接下来对天线在2.45 GHz和3.50 GHz两个频点处的电流分布图进行分析.如图 3(a)所示, 当四个PIN二极管全部处于导通状态时, 因环形缝隙的耦合作用在缝隙靠地一侧产生的耦合电流可以经由二极管开关继续沿着矩形缝隙的边缘流通到缝隙末端, 其电流路径长度大约为(0.2C1+2L4+2W4+W6)(其中C1为环形缝隙外圆的周长), 近似等于0.43λ(2.45 GHz), λ(2.45 GHz)是频率为2.45 GHz的电磁波在自由空间的波长.图 3(b)为天线工作在3.50 GHz频点时的电流分布情况, 此时四个PIN二极管全部处于断开状态, 因环形缝隙产生的耦合电流不能通过开关流通到矩形缝隙末端, 从图中也可以看出天线的电流分布主要有两部分, 第一部分主要集中在天线环形缝隙的边缘, 其路径长度大约为(0.4C1)(其中C1为环形缝隙外圆的圆周长), 近似等于0.53λ(3.50 GHz), λ(3.50 GHz)是频率为3.50 GHz的电磁波在自由空间的波长; 第二部分主要分布在矩形缝隙的末端, 电流路径长度大约为(L5+2L4+W6), 相当于0.44λ(3.50 GHz); 天线在State 2下的工作频带为3.18~3.80 GHz, 可见集中在天线环形缝隙边缘的电流路径决定着天线工作频带的下边频, 而分布在矩形缝隙末端的电流路径影响着天线工作频带的上边频.
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图 3 天线在两种工作状态下的电流分布图Fig. 3 The electric current contribution of the antenna on two states2.2 天线参数优化
图 4给出了地上有无四个切角对天线辐射方向图影响的对比.由图中可知, 地上有无四个切角对天线在xoz面的辐射方向图几乎没有影响, 但对天线在State 2下yoz面的辐射方向图影响很大.天线的设计目标之一就是为了在实现频率可重构功能的同时天线其他的性能也能保持稳定, 为实现这一目标, 对天线的结构进行多次改进, 发现地上切去四个角能明显改善天线在State 2下yoz面的辐射方向图, 使其与天线在State 1下的yoz面的辐射方向图相似.
图 5分析了环形缝隙外圆的半径R1对天线差模反射系数的影响.从仿真结果可以看出, R1对天线在两种状态下的谐振频点都有较大的影响.在State 1下, 随着R1值的逐渐增大, 谐振频点往高频方向移动.在State 2下, R1取值为18 mm时天线谐振在3.50 GHz, 且匹配良好; 当R1的值减小或增大时, 天线的谐振频点都会向低频方向偏移, 且谐振深度不够.
结合前面对天线电流路径的分析可知, 在State 1下, 因环形缝隙的耦合作用在缝隙两侧会产生耦合电流, 其中在缝隙靠地一侧产生的电流决定着天线在State 1下的谐振频点, 这与图 5(a)中对R1进行参数分析的结论是一致的; 在State 2下, 电流主要集中于环形缝隙的边缘, 其电流路径长度约为0.4C1, C1为环形缝隙外圆的圆周长, 而C1的值由R1决定, 所以R1影响着天线在State 2下的谐振频点.
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图 4 地的四个切角对天线辐射方向图的影响Fig. 4 The impact of four cuts on the ground to the radiation patterns图 6给出了L4对天线|Sodd|参数的影响, L4是地上水平矩形缝隙末端的长度.从给出的参数优化仿真结果可以看出, 天线在两种状态下的谐振频点都会随着L4的增大而降低, 尤其是在State 2下, 谐振频点移动幅度更大.而由前面对天线电流路径的分析已知, 在两种状态下天线在水平矩形缝隙的末端都有较强的电流分布.综合参数分析和天线电流路径分析可见, L4也是影响天线性能的关键参数之一, 为使天线性能达到预期设计目标, 选取L4的最优值为11 mm.
3 天线仿真与测试结果
根据图 1将天线加工成实物并进行测试, 天线实物图如图 7所示.
图 8是仿真和实际测量的共面波导差分频率可重构天线的差模反射系数对比图.从图中可以看出:在State 1下实测的差模阻抗带宽为35.4%, 可覆盖2.02~2.89 GHz频段; 在State 2下实测的差模阻抗带宽为11.3%, 可覆盖3.27~3.66 GHz频段.State 1下差模反射系数的实测结果与仿真结果比较吻合, 而State 2下天线的工作带宽相对仿真结果有所变窄, 这是由于天线在实际加工制作和测试过程中会产生误差, 导致实测和仿真结果之间会有微小的差别, 且稍有频偏, 但由于频带够宽, 还是可以覆盖此天线设计的目标工作频段范围.
图 9给出了共面波导差分馈电频率可重构天线归一化辐射方向图的实测与仿真结果的对比.图 9(a)和(b)分别是天线在2.45 GHz和3.5 GHz的主极化和交叉极化的仿真和实测对比图, 包括xoz面和yoz面.从图中可以看出:天线的实测与仿真结果还是比较吻合的, 整体来说没有出现很大的波动; 仅在3.5 GHz频点处, 天线xoz面辐射方向图的实测与仿真结果略有差别, 这主要是由于天线在实物加工过程会存在些许误差, 偏置电路、连接偏置电路的导线、实际测试时的操作误差等也会带来一定的影响.
图 10是天线增益的实测与仿真结果对比图.State 1下, 天线仿真的平均增益约为3.28 dBi, 实测的平均增益约为3.18 dBi; State 2下, 天线仿真的平均增益约为3.90 dBi, 实测的平均增益约为3.61 dBi.实测增益都略低于仿真增益, 这主要是由天线实物焊接工艺的误差、直流偏置电路及SMA连接器等所带来的损耗引起的.
4 结论
本文提出一种共面波导差分馈电频率可重构天线, 通过控制直流偏置电路的通断来控制天线上四个PIN开关的导通与断开状态, 实质上改变了天线表面的电流路径, 使天线可以分别工作在以2.45 GHz和3.50 GHz为中心谐振频点的两个频段.该天线结构简单, 重构的频段带宽较宽, 实测结果显示开关全部导通状态下天线具有35.4%的阻抗带宽, 覆盖2.02~2.89 GHz频段, 在开关全部断开状态下天线的阻抗带宽为11.3%, 可覆盖3.27~3.66 GHz频段, 且天线的辐射方向图受频率可重构的影响较小, 天线在两种状态下的平均增益分别可达3.18 dBi和3.61 dBi.
该天线采用共面波导差分馈电结构, 充分利用了共面波导天线结构简单和宽频带的优势, 文献[4]、[5]、[6]分别采用了探针、孔径耦合、临近耦合的差分馈电结构, 仿真带宽分别只有40 MHz、40/320 MHz、42/84 MHz, 而该天线在两种状态下实测的带宽结果可分别达到870 MHz和390 MHz, 其带宽明显展宽.且天线合理地布局四个PIN二极管加载的位置, 并构建对应的偏置电路, 天线结构简单易加工, 开关易控制, 实现了差分馈电技术与频率可重构技术的结合.天线的实测结果与仿真结果非常接近, 可应用于WLAN的2.45 GHz和WiMAX的2.45 GHz、3.5 GHz两个频段.天线很好地完成了对差分频率可重构天线的初步探索, 其理论分析、仿真优化及实际测试都为今后的研究奠定了基础并提供了新的思路和方法.但差分频率可重构天线依然还有很大的进步空间, 在今后的设计工作中还可以在天线的馈电结构、多频段重构、其他类型射频开关的选用、数量和加载位置等方向做进一步设计和优化.
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图 3 天线在两种工作状态下的电流分布图
Fig. 3 The electric current contribution of the antenna on two states
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图 4 地的四个切角对天线辐射方向图的影响
Fig. 4 The impact of four cuts on the ground to the radiation patterns
表 1 天线的参数值
Tab. 1 Optimized parameters of the antenna
参数 尺寸/mm L1 70 L2 70 L3 12 L4 11 L5 11.5 L6 20 L7 15 R1 18 R2 15 W1 0.85 W2 5 W3 2.3 W4 2 W5 1.55 W7 4 -- -- 
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表 2 天线及开关状态
Tab. 2 The states of the antenna and switches
工作状态 开关1 开关2 开关3 开关4 State 1 导通 导通 导通 导通 State 2 断开 断开 断开 断开
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期刊类型引用(1)
1. 黄楷程，卞立安，刘雨，王垚锟，洪颖杰. 一种频率可重构的多模式微带准八木天线. 中国舰船研究. 2022(04): 126-133 . 
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