Low-RCS radial line slot antenna based on spiral-arranged PB metasurface
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摘要:
在军用通信和探测系统中，天线增益和雷达散射截面(radar cross section, RCS)的大小直接影响通信质量、探测距离与隐身能力。 本文提出了一种覆盖天线工作频段的宽带低RCS的圆极化径向线缝隙天线(radial line slot antenna, RLSA)，其采用PB(Pancharatnam-Berry)相位单元随着RLSA缝隙对螺旋排布的方式，利用轨道角动量(orbital angular momentum, OAM)涡旋散射波边射方向存在波束零陷实现天线单站RCS缩减。为了解决加载PB单元后缝隙对圆极化性能严重下降的问题，在缝隙对上方加载共同参与辐射的金属贴片，调节单元圆极化辐射性能。 最后根据均匀口径场理论，设计出了中心频率15 GHz、直径11λ0的圆极化RLSA天线。该天线峰值增益为28.1 dBic，仅比参考RLSA天线的增益降低了1 dB；RCS缩减10 dB以上的频带范围为7.2 ～ 17.2 GHz，实测结果与仿真结果较为吻合。
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关键词:
- Pancharatnam-Berry (PB) /
- 螺旋排布 /
- 圆极化 /
- 径向线缝隙天线(RLSA) /
- 雷达散射截面(RCS)
Abstract:In military communication and detection systems, the gains and radar cross section (RCS) of the antenna directly affect the communication quality and stealth ability. This article proposes a circularly polarized radial line slot antenna with wideband RCS reduction that covers the operating frequency band of the antenna. The antenna adopts a spiral arrangement of Pancharatnam-Berry (PB) phase units with RLSA slot spairs, utilizing orbital angular momentum (OAM) vortex scattering waves with beam nulling in the edge direction to achieve antenna monostatic RCS reduction. In order to solve the problem of severe degradation of circular polarization performance after loading PB units, metal patches that jointly participate in radiation are loaded above the slot pairs to adjust the circular polarization radiation performance of the units. Finally, based on the theory of uniform aperture field, a circularly polarized antenna with a diameter of 11λ0 was designed at the center frequency of 15 GHz. The peak gain of the antenna is 28.1 dBic, which is only 1 dB lower than the gain of the reference RLSA antenna, and the 10-dB RCS reduction bandwidth can be observed from 7.2 to 17.2 GHz, the measured results are in good agreement with the simulation results.
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0 引 言
无线通信、近程高灵敏度探测等军事系统的发展，迫切需要提高信号的传输距离和接收灵敏度，高增益、高效率的天线显得尤为重要。此外，在电子对抗中雷达隐身技术可以提高武器装备的生存能力，探测系统中天线的雷达散射截面(radar cross section, RCS)缩减具有重大意义。但是缩减高增益天线的RCS往往会导致其辐射性能的下降[1-2]，具有低RCS特性的高增益天线成为当前的一个研究热点。
径向线缝隙天线(radial line slot array, RLSA)自20世纪80年代被提出以来[3]，一直是高增益、高效率天线的一种优选方案[4]。相比于微带阵列天线[5]，RLSA没有复杂的馈电网络，介质损耗小、效率高；相比于喇叭天线、反射面天线以及透镜天线，RLSA剖面低、体积小、易于集成[6]。但是，目前针对RLSA的RCS缩减的研究很少。
近年来，包括频率选择表面[7]、极化转换表面 (polarization conversation metasurface, PCM) [8-9]以及人工磁性导体[10]等结构在内的超表面技术快速发展，为高增益天线的RCS缩减提供了有力工具。文献[11-12]直接使用PCM单元作为天线辐射器，在保证良好辐射特性的同时，降低了带内RCS；文献[13]利用Van Atta天线原理，通过控制馈电网络中连接的微带线的传输相位，实现了相邻子阵列辐射波之间180°的相位差，利用相位相消缩减了RCS。文献[14]通过在RLSA上方加载棋盘式PCM超表面，利用小型化的PCM单元降低了PCM单元和RLSA缝隙对的相互耦合，在保证天线带内高效率辐射的同时在带外宽带范围内有效缩减了RCS[14]。
覆盖RLSA辐射频带的宽带RCS缩减非常具有挑战性。一方面，用于宽带RCS缩减的PCM单元本身对正交极化分量具有不同的透射系数，加载于辐射单元之上会破坏原有的圆极化辐射性能；另一方面，RLSA的缝隙对为非周期的紧密螺旋排布，难以和周期性的超表面单元进行一体化的优化设计。针对上述问题，本文提出一种螺旋式布阵的PB (Pancharatnam-Berry)相位超表面，加载于RLSA之上时PB相位单元与辐射缝隙对一一对应，并在二者之间引入带枝节的椭圆形金属贴片，以构成辐射散射场一体化调节单元。螺旋式PB超表面对垂直入射波形成轨道角动量(orbital angular momentum, OAM)涡旋散射波，边射方向上的波束零陷有效缩减了天线单站RCS；同时优化的一体化单元在辐射带内保证了良好的圆极化性能。最终设计出的RLSA阵列实现了大于50%的口径效率，7.2 ～ 17.2 GHz的-10 dB以上RCS缩减带宽完全覆盖了天线辐射频带。
1 天线设计与分析
1.1 PB单元结构
本文采用文献[15]提出的哑铃形PB单元，结构如图1所示，其由上层金属单元、中间介质层以及与介质层有一定空气间隔的下层金属板组成，介质层为F4B220材料(相对介电常数为2.2，损耗正切角为
0.0015 )。PB单元的优化尺寸参数如下：p1 = 13.5 mm，p2 = 10.8 mm， L1 = 4.1 mm，R1 = 1.7 mm，W1 = 1.5 mm，t = 1 mm，hc = 4.3 mm。利用商用电磁仿真软件HFSS对PB单元进行建模与仿真设计。利用“Floquet port”和主从边界考虑单元的周期性。当左旋圆极化(left-hand circular polarization, LHCP)波垂直入射PB单元时，得到同极化以及交叉极化波的反射系数，如图2(a)所示。可以看到，交叉极化的反射系数RRL幅值在7.4 ～ 16.2 GHz的频带内都低于-10 dB。此外，根据PB相位原理[16]，反射相位可以表示为±α，其中α是PB单元在逆时针方向上的旋转角度，“+”对应LHCP波，“−”对应右旋圆极化(right-hand circular polarization, RHCP)波。当α从0° 增大到180°时，LHCP的反射相位实现了0°～ 360°的相位变化，如图2(b)所示，反射系数幅值随着旋转角度的变化基本维持在-1 dB以上。
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图 2 LHCP波入射时PB单元的散射性能Fig. 2 Scattering performance of PB unit when illuminated by LHCP waves1.2 PB单元的螺旋排布以及散射性能
为实现 PB单元与RLSA缝隙对单元一体化设计，将PB单元按照缝隙对的螺旋排布方式构成螺旋式PB超表面，如图3所示。对于RLSA阵列，相邻缝隙对的夹角ϕn应补偿由于不同径向间距造成的径向波导中TEM传播模相位延迟，计算式如下：
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图 3 RLSA缝隙对排布方式及对应的PB超表面Fig. 3 Metasurface with spiral arrangement of PB units and its scattering phase distributionϕn=2π λg(ρn+1−ρn) (1) 式中：ρn和ρn+1分别为第n和n+1对缝隙对所在的径向半径；λg为RLSA波导波长。本文天线辐射中心频率取15 GHz，径向波导采用介电常数为2.2的F4B220，此时λg ≈ p1。
根据相邻缝隙对的几何关系有
S2φ=ρ2n+ρ2n+1−2ρnρn+1cosϕn (2) 式中，Sφ为相邻缝隙对的方位角间距，且Sφ = p2。因此，根据式(1)和式(2)可以从第一个缝隙对开始依次计算出每个缝隙对的所在位置，也即确定了每个PB单元所在位置，如图3(b)所示。
当圆极化平面波垂直入射时，以第一个PB单元的旋转角α1以及方位角φ1为基准(令α1 = φ1 = 0°)，根据PB相位原理，口径面上所有PB单元合成的散射场E(φ)近似解析式为
E(φ)=N∑i=1Ae±j2αi=N∑i=1Ae±j2φi (3) 式中：A为PB单元的反射幅值；N为口径面上PB单元的数量；αi和φi分别为第i个PB单元的旋转角和方位角，且αi = φi = arctan(xi /yi)。那么，式(3)满足模式数为±2的OAM散射波。在垂直距离图图3(b)所示结构300 mm处选取360 mm × 360 mm的观测平面，以LHPCP波垂直入射为例，在10 GHz处可以观测到模式数为2的OAM涡旋散射波的相位分布，如图4所示；同时图4也描述了10 GHz处的三维散射场，可以观察到散射场呈现锥状波束。而文献[17]的研究表明理想OAM涡旋散射波在边射方向上存在波束零陷。因此，该螺旋排布的PB超表面能应用于RCS缩减。
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图 4 散射场相位分布和远场三维方向图Fig. 4 Phase distribution and three-dimensional far-field pattern of scattering field根据电磁极化基本理论，线极化波可以分解为两个旋向相反的圆极化波，那么当线极化波垂直入射螺旋排布的PB超表面时，相当于左旋和右旋两个圆极化波入射，得到的散射场为两个旋向相反的OAM涡旋波束的累加，那么累加的散射波在边射方向上同样存在波束零陷。因此当线极化波入射时，螺旋排布的PB超表面仍可实现RCS缩减。
1.3 RLSA阵列设计原理与方法
对于RLSA，探针从径向波导中心馈电，产生径向向外的行波，由于径向扩散，波导中的场强呈1/√ρ衰减分布。因此，本文采用文献[4]所提出的口径场均匀分布的原理对天线布阵，步骤如下：
1)均匀口径场的建立
当缝隙耦合因子满足式(4)时，RLSA整个阵面的口径幅度为均匀分布。
α(ρ)=ρρmax (4) 式中：ρmin <ρ< ρmax，ρmax和ρmin分别为指RLSA口径面上的缝隙对距离径向波导中心的最大距离和最小距离；tr(<1)为在径向波导终端损失能量的百分比，其值越小，天线辐射能量越多，辐射效率越高，但受限于径向波导尺寸，本文tr设为12%。
根据径向线等效传输模型以及耦合特性分析，归一化辐射功率可以用耦合因子α(ρ)表示为
{P_{{\text{rad}}}}(\rho ) = 2{S_\rho }\alpha (\rho ) (5) 式中，Sρ为径向方向上相邻缝隙对之间的距离。根据式(5)可以得到不同径向半径处的Prad。
对于经典RLSA等效单元，单元入射波的能量可分为三部分，一部分能量经缝隙耦合而辐射出去，另一部分能量继续向前传输，很少的一部分能量反射。因此，单元的归一化辐射可表示为
{P_{{\text{rad}}}}{\text{ = 1}} - {\text{|}}{S_{{\text{21}}}}{{\text{|}}^{\text{2}}} - {\text{|}}S{}_{11}{{\text{|}}^2} (6) 那么，将式(6)得到的不同缝隙长度的Prad与式(5)计算的Prad一一对应就可以得到不同径向半径处所需的缝隙长度。
2)缝隙对所在位置的修正
首先修正缝隙对的加入对传输相位的扰动，为此根据式(7)求解实际波导波长ξλ0。然后将口径面上各个缝隙对的径向位置向内移动Δρ，使得所有缝隙对辐射相位一致，如式(8)所示。
\xi {\text{ = }}\frac{{{\text{2π}}{S_\rho }}}{{\dfrac{{2{\text{π }}{S_\rho }}}{{{\lambda _{\text{g}}}}} - \angle {S_{21}}}} (7) \Delta \rho = \frac{{\Delta \varphi }}{{2{\text{π }}}} \times {\lambda _{\text{g}}} (8) 式中：∠S21为加入缝隙对后的波导传输相位；Δφ为缝隙对辐射相位与基准辐射相位的差值。
1.4 直接加载PB单元对辐射的影响
单元采用等效仿真模型，结构如图5所示，波导厚度h1 = 3 mm，Sρ = 13.5 mm，Sφ = 10.8 mm，w = 0.9 mm，未加载PB单元的缝隙对Sφ1 = 8.76 mm。在介质波导的左右两边各接一段长为λg/4的过渡结构，过渡结构的侧壁设为理想磁壁(Perfect H)，从而使得波导中传输TEM模，两端设置为波端口馈电。
若在缝隙对上方直接加载PB单元，须考虑PB单元对圆极化性能的影响。改变缝隙长度l，得到轴比随缝长l变化的曲线，如图6所示。缝长l在6 ～ 7.5 mm变化范围内，加载PB单元之后缝隙对的轴比远高于3 dB，基本呈现为线极化波辐射，而未加载PB单元的缝隙对的轴比均小于3 dB。
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图 6 加载与未加载PB单元时轴比随缝长l 的变化曲线Fig. 6 Variation curves of axial ratio with slot length l loaded with /without PB unit为了探讨缝隙对上方加载PB单元之后轴比恶化的原因，分析xOz平面内正交电场分量Eθ和Eφ的幅值和相位变化，如图7所示。以缝长l=6 mm为例，可以看到未加载PB单元的缝隙对Eθ和Eφ的幅值基本一致，辐射相位差接近90°，符合圆极化产生的条件；而加载PB单元之后，Eθ和Eφ的幅值比降至0.28，辐射相位差几乎为0°。可见，PB单元同时影响Eθ和Eφ的相位和幅值，导致单元的圆极化性能下降严重。
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图 7 加载与未加载PB单元时Eθ和Eφ的幅值和相位Fig. 7 The amplitude and phase of Eθ and Eφ loaded with /without PB unit1.5 辐射贴片的引入与优化
本文在PB相位单元与辐射单元中引入一个带枝节的椭圆形金属贴片，以构成辐射散射场一体化调节单元，在实现PB散射相位的同时，能够调节单元圆极化性能。
根据缝隙贴片天线的理论，改变贴片的结构可以调节两正交电场分量的相位差。考虑缝隙对的均匀耦合，在RLSA缝隙对上方加载一个椭圆形金属贴片，将贴片长轴与x轴夹角固定为45°，且椭圆贴片的长轴与短轴之比固定为1.2，如图8所示。引入L形枝节沿y轴排布在椭圆形金属贴片两侧，其中L形枝节第一段长度l2 = 3.4 mm。为了避免布阵之后单元之间的重叠，L形结构距离椭圆形贴片几何中心y方向上的距离d1 = r2 − 0.5 mm，x方向上的距离d2 = 1 mm。贴片所在介质层厚度t1 = 1.5 mm，材料同样采用的是F4B220。优化后的PB单元底部与贴片层顶部的空气间隔hc1 = 3 mm。
在对RLSA进行布阵时，要求终端剩余较小的能量从而提高阵列的辐射性能，那么排布在口径边缘的缝隙对的归一化辐射功率Prad值应尽可能大。首先调节椭圆形金属贴片的短轴半径r2，改变单元的整体阻抗，使得Prad的峰值足够大。图9描述了在辐射中心频率15 GHz处，短轴半径r2或L形枝节第二段长度l3不同时，Prad随缝长l的变化曲线。可以看到：当l3保持在2.7 mm时，Prad峰值随着r2的减小而增大，r2增加到2.2 mm时Prad最高值达到0.9以上，能量能够大部分辐射；当r2 = 2.2 mm时，未加载L形枝节以及l3在1.2～2.7 mm范围内Prad峰值基本都在0.8以上，变化不是很大。因此，将r2固定为2.2 mm。
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图 9 在15 GHz处l3和r2不同时轴比随缝长l变化曲线Fig. 9 Variation curve of Prad with slot length l for different l3 and r2 at 15 GHz对l3的优化，一方面需要改善单元的圆极化性能，如图10所示， l3变化时单元的轴比也会随之改变且在l3为1.5 mm附近时轴比最优。当l3增加到2.7 mm时，轴比仍然在3 dB附近，Prad峰值对应的缝长(l = 5.8 mm)轴比也在5.5 dB以下。
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图 10 在15 GHz处缝长l不同时轴比随l3变化曲线Fig. 10 Variation curve of axial ratio with l3 for different slot length l at 15 GHz另一方面，需要考量贴片的引入对单元散射特性的影响。文献[14]的研究验证了缝隙对的存在对单元散射性能影响较小，本文在讨论单元散射特性时采用全金属地面。图11给出了枝节长度l3取不同值的单元反射系数。可以看到：L形枝节长度对PB单元的低频谐振点有明显的影响；随着l3的增加，低频谐振点向左移动，高频谐振点基本不变，转极化带宽变宽但带内转极化性能变差；当l3取2.7 mm时，在7.5 ～ 16.2 GHz频带内交叉极化反射系数小于-10 dB，基本与图2(a)未加载贴片的带宽一致。综合考虑Prad、轴比以及散射特性，将l3固定为2.7 mm。
图12给出了平面波从不同角度θ入射时单元的反射系数。可以看到，随着入射角θ在0°～ 45°范围内逐渐增大，交叉极化反射低于-10 dB的带宽变窄，但带宽内单元仍然具有良好的散射性能。
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图 12 不同入射角时的反射系数(l3=2.7 mm)Fig. 12 Reflection coefficients for different incident angles when l3=2.7 mm2 天线仿真与测试结果
所提天线以及参考天线结构如图13所示。径向波导在中心由一个从底部到顶部的同轴探头馈电并且波导顶部开有环形缝隙，以匹配天线的阻抗。优化后的参数如下：Sρ = 13.484 mm，Sφ = 10.787 mm，Sφ1 = 8.765 mm，ρmin = 20.226 mm，ρmax = 110 mm，Ri = 0.5 mm，Ro = 0.8 mm，rt = 0.3 mm，h1 = 3 mm，h2 =t1 = 1.5 mm，h3 = t = 1 mm，hc = 3 mm。
加工天线阵列样品如图14(a)所示，对阵列辐射及散射特性进行测试，测试系统分别如图14(b)和(c)所示，天线辐射性能和散射性能的测试分别在两个不同微波暗室中进行。辐射性能的测量装置包括发射喇叭天线、矢量网络分析仪和作为接收天线的所提天线阵列。在散射性能测试系统中，使用一组与矢量网络分析仪连接的两个相同的喇叭天线分别作为发射和接收天线，将两喇叭天线固定在所提天线的正上方。考虑到所提天线与散射性能测试系统的阻抗匹配，在RLSA同轴馈电的接口处连接一个50 Ω的匹配负载。更详细的RCS测量方法见文献[18]。
2.1 阵列辐射性能
本文所提天线和参考天线的反射系数、增益以及轴比曲线如图15所示，可以看到所提天线和参考天线在较宽频带内阻抗低于-10 dB，轴比低于3 dB。参考天线在15 GHz处的仿真增益为29.1 dBic，3 dB增益带宽为14.4 ～ 15.7 GHz。所提天线在15 GHz处仿真增益为28.1 dBic，实测增益为27.7 dBic，3 dB增益带宽仿真结果为14.6 ～ 16.9 GHz，测试结果为14.6 ～ 16.7 GHz，增益和3 dB增益带宽的测试结果较仿真结果低的主要原因是加工和测试系统精度。本文针对15 GHz的天线口径场幅相一致性进行优化，使得峰值增益出现在15 GHz处，根据仿真分析，由于辐射贴片的引入对电流的扰动，导致天线口径场相位在小于15 GHz 的低频处均匀性明显变差，而在大于15 GHz的高频处仍保持较好的均匀性。因此，天线增益在高于15 GHz的频段上缓慢下降，而在低频处迅速下降，从而造成所提天线工作频带与参考天线相比出现了较大的频移。
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图 15 参考天线与所提天线辐射性能对比Fig. 15 Comparison of radiation performance of the reference antenna and the proposed antenna所提天线在xOz和yOz平面上的辐射方向图仿真以及实测结果如图16所示，参考天线在xOz和yOz平面上的辐射方向图仿真结果如图17所示，所提天线以及参考天线辐射方向图都具有较好的对称性，且主波束都在边射方向上(θ = 0°)。
2.2 阵列散射性能
根据1.2小节对本文螺旋排布PB单元实现RCS的理论基础，验证所提出阵列天线的散射特性。对所提出的天线、参考天线以及相同尺寸的金属板进行RCS比较。
图18描述了x、y极化的平面波垂直入射所提天线、参考天线以及相同尺寸的金属板时单站RCS的比较结果。与金属板相比，单站RCS缩减10 dB的带宽为7.2 ～ 17.5 GHz。由于带内吸收，在15 GHz处参考天线的RCS下降，除去该频率附近带内吸收的差别，所提出的RLSA与参考RLSA仿真结果相比单站RCS缩减10 dB的带宽为7.2 ～ 17.2 GHz。由于加工以及测量误差，单站RCS缩减10 dB以上的带宽在低频处减小了1 GHz。采用与文献[19]类似的研究方法，以金属板作为参考，考察了x极化波在入射角θ为0°、15°、30°和45°时，镜面反射方向上的双站RCS缩减性能，如图19所示。可以看到，在0° ～ 45°入射角范围内，所提天线在包含辐射频带的宽频带内都有明显的RCS缩减能力，但缩减量随θ增大而下降。
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图 18 参考天线与所提天线单站RCS的仿真与实测结果Fig. 18 Simulated and measured monostatic RCS of the reference antenna and the proposed antenna![]()
图 19 所提天线在不同入射角的x极化波入射时的镜面反射方向双站RCS缩减量Fig. 19 Mirror bistatic RCS reduction of the proposed antenna under x-polarized incident wave with different incident angles在10 GHz和15 GHz处的金属板、参考天线和所提天线的三维双站RCS方向图分别如图18和19所示。在10 GHz处，金属板和参考天线在边射方向上都有较大的RCS，而所提天线的RCS峰值集中在同心圆上，符合OAM涡旋散射场分布，在边射方向上存在波束零陷且RCS显著降低。在15 GHz处，参考天线由于带内吸收RCS的峰值相较于金属板降低，所提天线在边射方向上的RCS仍然显著降低。
表1列出了最近一些文献的低RCS圆极化天线以及本文所提天线的辐射和散射性能。本文所提天线满足高增益且口径效率大于50%的性能。此外，该天线在带外和带内的宽带范围内都实现了10 dB以上的RCS缩减。
表 1 最近一些文献中低RCS圆极化天线与所提天线比较Tab. 1 Comparison of low RCS circularly polarized antennas in recent literatures and the proposed antenna3 结 论
本文提出了一种基于螺旋排布式PB超表面实现覆盖天线工作频带的宽带RCS缩减的RLSA。该PB超表面产生的OAM涡旋散射波在边射方向上存在波束零陷，从而实现RCS缩减。将PB单元与缝隙对进行一体化设计，在二者之间引入带枝节的椭圆形金属贴片，修正带内PB单元对缝隙对圆极化性能的破坏，削弱PB超表面对RLSA辐射性能的影响。研究结果表明，天线峰值增益为28.1 dBic，口径效率为53.6%，且在7.2 ～ 17.2 GHz范围内实现了10 dB以上的宽带RCS缩减。与传统低RCS天线相比，在实现带内RCS缩减的同时，也实现了天线的高增益。提出的设计方法为RLSA难以实现带内RCS缩减的问题提供了一种全新的思路，有着较大的应用前景。在未来的工作中可对一体化单元结构进行改进，以期进一步提高天线的口径效率。
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图 2 LHCP波入射时PB单元的散射性能
Fig. 2 Scattering performance of PB unit when illuminated by LHCP waves
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图 3 RLSA缝隙对排布方式及对应的PB超表面
Fig. 3 Metasurface with spiral arrangement of PB units and its scattering phase distribution
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图 4 散射场相位分布和远场三维方向图
Fig. 4 Phase distribution and three-dimensional far-field pattern of scattering field
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图 6 加载与未加载PB单元时轴比随缝长l 的变化曲线
Fig. 6 Variation curves of axial ratio with slot length l loaded with /without PB unit
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图 7 加载与未加载PB单元时Eθ和Eφ的幅值和相位
Fig. 7 The amplitude and phase of Eθ and Eφ loaded with /without PB unit
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图 9 在15 GHz处l3和r2不同时轴比随缝长l变化曲线
Fig. 9 Variation curve of Prad with slot length l for different l3 and r2 at 15 GHz
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图 10 在15 GHz处缝长l不同时轴比随l3变化曲线
Fig. 10 Variation curve of axial ratio with l3 for different slot length l at 15 GHz
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图 12 不同入射角时的反射系数(l3=2.7 mm)
Fig. 12 Reflection coefficients for different incident angles when l3=2.7 mm
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图 15 参考天线与所提天线辐射性能对比
Fig. 15 Comparison of radiation performance of the reference antenna and the proposed antenna
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图 18 参考天线与所提天线单站RCS的仿真与实测结果
Fig. 18 Simulated and measured monostatic RCS of the reference antenna and the proposed antenna
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图 19 所提天线在不同入射角的x极化波入射时的镜面反射方向双站RCS缩减量
Fig. 19 Mirror bistatic RCS reduction of the proposed antenna under x-polarized incident wave with different incident angles
表 1 最近一些文献中低RCS圆极化天线与所提天线比较
Tab. 1 Comparison of low RCS circularly polarized antennas in recent literatures and the proposed antenna
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