A miniaturized 5G dual band quarter mode substrate integrated waveguide antenna
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摘要:
近年来，我国在5G Sub-6 GHz应用中引入了N78和N79频段，使能够覆盖这两个频段的5G双频段天线迅速成为当前的研究热点，然而目前的研究中少有能兼顾小尺寸和N78、N79双频双宽带覆盖的设计。基于此，本文提出了一种面向终端应用的具有小平面尺寸的四分之一模基片集成波导(quarter mode substrate integrated waveguide, QMSIW)双频段天线。基于SIW技术，首先构建一种具有小型化优势的QMSIW天线，利用它的前两种模式(TE101模式、TE301模式)来形成两个频带，然后通过磁耦合引入寄生贴片，利用寄生贴片的前两种模式(TE101模式、TE301模式)来拓展两个频带的带宽。仿真结果表明，本天线在三维尺寸为21 mm×25 mm×1.6 mm(0.25λ0×0.3λ0×0.019λ0) (λ0为中心频率处的空气中波长)的条件下最终实现了N78(3.4～3.6 GHz)和N79(4.8～5 GHz)的双频段覆盖。实物测试结果表明，本天线可分别获得位于N78频段5.8%(3.35～3.55 GHz)和N79频段5%(4.69～4.93 GHz)的−6 dB阻抗带宽，在低频段和高频段的平均效率分别为−1.6 dB和−1.8 dB。
Abstract:In recent years, China has introduced the N78 and N79 frequency bands in 5G Sub-6 GHz applications, making 5G dual band antennas that can cover these two frequency bands quickly become a current research hotspot. However, there are few papers proposed that can balance small size and N78 and N79 dual band broadband coverage. Based on this background, this paper proposes a design with small plane size for terminal applications. A new method of low-profile quarter mode substrate integrated waveguide (QMSIW) dual frequency antenna. This antenna is based on the substrate integrated waveguide (SIW) technology. First, a quarter mode substrate integrated waveguide antenna with the advantage of miniaturization is constructed. Its first two modes (TE101 mode and TE301 mode) are used to form two bands, and then parasitic patches are introduced through magnetic coupling. The first two modes of parasitic patches (TE101 mode and TE301 mode) are used to expand the bandwidth of the two bands. The simulation results show that the three-dimensional size of this antenna is 21 mm×25 mm×1.6 mm (0.25λ0×0.3λ0×0.019λ0) (λ0 is the wavelength in the air at the center frequency) the dual band coverage of N78 (3.4−3.6 GHz) and N79 (4.8−5 GHz) is ultimately achieved. The physical test results show that this antenna can obtain −6 dB impedance bandwidth located in the N78 frequency band 5.8% (3.35−3.55 GHz) and N79 frequency band 5% (4.69−4.93 GHz), respectively. The average efficiency in the low and high frequency bands is −1.6 dB and −1.8 dB, respectively.
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Keywords:
- 5G /
- low profile /
- substrate integrated waveguide (SIW) /
- dual-band /
- magnetic coupling /
- parasitic antennas
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0 引 言
随着5G的迅速发展，不同国家以及地区关于5G的工作频段被不断授权[1]。我国新授权了N78(3.4～3.6 GHz)与N79(4.8～5 GHz)频段。新频段的部署将导致移动终端中天线组件的增加，由于移动终端的内部空间有限，因此新增天线必须在实现目标频段覆盖的同时满足小型化的设计需求[2-3]。
现有的双频段天线通常可以分为三种类型。第一种是联合多个单模谐振器结构来实现双频带覆盖。文献[4-7]通过在贴片上蚀刻缝隙，实现了双频段覆盖。蚀刻缝隙的方法通过引入一个额外的缝隙模式以增强带宽，为了使缝隙模式有效辐射，天线在结构上必须具有较高的剖面高度和较大的体积。文献[8]通过双层贴片堆叠结构实现了双频段工作，但这种方法剖面较高。
第二种是利用单个谐振器的基模和高次模来实现双频带[4-13]。文献[12]提出了一种基于四分之一圆的平面倒F天线(planar inverted F antenna, PIFA)，两个目标频段分别由TM11模式、准TM11模式和准TM0,1/2模式覆盖。但是该类方法通常难以激发更多的谐振模式并实现模式的灵活调控，导致天线带宽较窄，无法实现频带的全覆盖。
第三种是利用多个谐振器的基模和高次模来实现双频覆盖[14-21]。文献[14]采用半模贴片的TM1/2,0模式和TM1/2,1模式覆盖两个目标频段，通过电耦合激励寄生半模贴片，利用寄生半模贴片的TM1/2,0模式和TM1/2,1模式来拓展带宽。虽然该类方法具有较小的体积和相对较宽的带宽，但现有的设计仍然难以满足终端应用对小型化的需求(例如，平面尺寸小于0.3λ0×0.3λ0)。
四分之一模基片集成波导(quarter mode substrate integrated waveguide, QMSIW)天线具有与传统SIW天线相同的谐振频率，但天线尺寸大大减小[22-23]。本文基于QMSIW结构，提出了一种5G双频段天线。首先利用QMSIW的TE101模式和TE301模式形成双频带，引入金属通孔和金属圆盘组成调谐圆盘结构，利用调谐圆盘产生的电容加载效应来调谐QMSIW的高次模(TE301模式)频率。然后通过磁耦合引入寄生贴片，利用寄生贴片的TE101模式和TE301模式来进一步拓展两个频带的带宽。本天线在三维尺寸为0.25λ0×0.3λ0×0.019λ0的条件下，可以获得位于N78频段5.8%(3.35～3.55 GHz)和N79频段5%(4.69～4.93 GHz)的−6 dB阻抗带宽。
1 天线结构及理论分析
1.1 天线结构
图1为本文所提出的QMSIW天线结构，OO′分界虚线左侧为具有小型化优势的主辐射矩形QMSIW天线，右侧为感型耦合馈电的寄生QMSIW天线。天线由两层高度均为0.75 mm的Rogers-4350B基板(εr=3.66, tan δ=
0.0037 )组成。两层基片通过0.1 mm的Rogers-4450(tan δ=0.004)粘接片粘合。天线平面尺寸为21 mm×25 mm，基板以及地平面的尺寸设置为50 mm×50 mm。减小介质基板尺寸，尤其当基板尺寸和辐射面尺寸变得接近时，整个天线会更加容易辐射，Q值会更低，所以带宽可以变得更宽，匹配变得更好。但实际终端应用中，该类天线通常应用于具有较大金属地平面的场景，例如置于终端后盖、车顶上方等等。此时，金属地的尺寸要远远大于辐射面的尺寸，为了排除介质(金属地)尺寸对天线匹配的影响，本设计选取较大的介质基板尺寸。底层基片设置有两个金属调谐盘结构，由位于底层基片上表面的金属圆盘和与之相连接的金属盲孔组成。馈电位置位于主辐射QMSIW天线左上方，通过同轴探针对该天线进行激励。表1给出了天线的详细尺寸参数。表 1 QMSIW天线尺寸参数Tab. 1 Parameters of the QMSIW antennamm 参数 取值 参数 取值 L1 10.5 k 1.2 l2 8.8 d1 1.55 W 25 d2 2.8 w1 5.95 d3 3.2 a1 14.5 d4 2.3 a2 3.35 r 3.2 1.2 QMSIW模式分析及调谐手段
图2给出了矩形SIW天线TE101模的逐步演进过程。图2(a)为完整SIW腔内TE101模式电场分布。沿着中心竖直方向的等效磁壁进行一分为二的切分可以得到半模基片集成波导(half mode substrate integrated waveguid, HMSIW)天线，如图2(b)所示。将HMSIW天线沿着等效磁壁再次一分为二切分，得到QMSIW天线，可以支持完整SIW结构四分之一的原始场分布，如图2(c)所示。QMSIW腔实际上是一个具有两个开口边和两个金属化通孔边的半开放腔结构。通过以下公式可以确定QMSIW腔的谐振频率[24]：
fQMSIWTEm0p=c2√μrεr√(mwQMSIWeff)2+(plQMSIWeff)2 (1) wQMSIWeff=wSIWeff+ΔwQMSIW (2) lQMSIWeff=lSIWeff +ΔwQMSIW (3) 式中：m为沿x方向上的半波长数；0为沿z方向电场均匀分布；p为沿y方向上的半波长数；c为自由空间中的光速；εr与μr分别为基板的相对介电常数与相对磁导率； wSIWeff、lSIWeff为对应矩形SIW结构的边长；ΔwQMSIW为QMSIW结构的额外宽度。由于等效磁壁的边缘场分布，额外的宽度使QMSIW谐振器的谐振频率与相应的矩形SIW腔谐振频率相比略微向下偏移。因此，与完整的SIW结构相比，QMSIW结构可以保持谐振频率几乎不变，但总体尺寸缩减3/4以上。
然后讨论单个QMSIW天线模式分布以及加入调谐圆盘结构对谐振频率的影响，结果如图3所示。图4为单个QMSIW天线TE101模式和TE301模式的电场分布，根据其电场分布，将调谐圆盘拟放置在QMSIW腔的右上侧，位于TE301模式电场强但TE101模式电场强度相对弱的位置，加入调谐圆盘的QMSIW天线TE101模式和TE301模式的电场分布如图5所示。可以看出，加入调谐圆盘结构对TE101模式的电场分布影响不大，但对TE301模式的电场分布有显著影响，因为TE301模式的电场集中于调谐圆盘和QMSIW上表面之间，产生了电容加载效应，可以有效降低TE301模式的谐振频率。
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图 4 TE101和TE301模式下单个QMSIW天线的电场分布Fig. 4 Electric field distribution in TE101 and TE301 modes of a single QMSIW antenna![]()
图 5 TE101和TE301模式下加入调谐圆盘QMSIW天线的电场分布Fig. 5 Electric field distribution in TE101 and TE301 modes of QMSIW antennas with tuning disc图6展示了TE101模式谐振频率下加入调谐圆盘前后QMSIW天线在3.8 GHz和3.5 GHz处的三维辐射方向图，其增益分别为5.8 dBi和5.6 dBi。图7展示了TE301模式谐振频率下加入调谐圆盘前后QMSIW天线在6.1 GHz和4.9 GHz处的三维辐射方向图，其增益分别为5.5 dBi和5.3 dBi。可以看出，加入调谐圆盘后，单个QMSIW天线的辐射增益(文中的增益均指天线的最大增益)略有降低，但三维方向图在高频变得更为平滑，且高低频方向图均具有较好的半空间覆盖特性。
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图 6 TE101模式下加入调谐圆盘前后QMSIW天线的三维辐射方向图Fig. 6 In TE101 mode, 3D radiation pattern QMSIW antennas with and without a tuning disk![]()
图 7 TE301模式下加入调谐圆盘前后QMSIW天线的三维辐射方向图Fig. 7 In TE301 mode, 3D radiation pattern of QMSIW antennas with and without a tuning disk调谐圆盘起到容性加载作用，调谐圆盘和顶层金属面之间形成双导体电容效应，其容抗大小主要取决于两方面的因素：圆盘的大小和距离顶层金属面的高度。图8(a)为在高度不变的情况下金属圆盘尺寸对谐振频率的影响，可以看出，随着金属圆盘半径r的增大，TE301模式的谐振频率显著降低，TE101模式的频率略有降低，实现了对高低频频率比的灵活调控。图8(b)为在金属圆盘大小不变的情况下调谐盘高度h对谐振频率的影响，可以看出，调谐盘高度降低，距离顶层金属面的高度也随之降低，容抗也将相应减小，此时调谐能力变弱。
1.3 引入寄生结构的QMSIW模式分析
图9(a)为单个QMSIW天线结构，其贴片尺寸为10.5 mm×25 mm。图9(b)为引入寄生结构的QMSIW天线，寄生结构与原结构尺寸几乎相同，因此其贴片尺寸为21 mm×25 mm。
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图 9 添加寄生结构前后的QMSIW天线Fig. 9 The QMSIW antennas with and without the parasitic structure1.3.1 TE101模式分析
图10为TE101模式下添加寄生结构前后QMSIW天线的仿真S参数及效率。可以看出：图10(a)中单个QMSIW天线频率为3.5 GHz，单个谐振模式的相对带宽为2.3% (3.5～3.58 GHz)，在80 MHz通带内的平均效率(在频带内取仿真和测试10个点的效率值，其平均值即为平均效率)为−2.2 dB；图10(b)中引入寄生结构后，由于原QMSIW天线的TE101模式与寄生结构的TE101模式通过中间通孔的磁耦合形成了较好的模式合并，因此相比单独的QMSIW天线，该天线的双谐振模式获得了将近三倍的相对带宽，约为5.71%(3.4～3.6 GHz)，200 MHz通带内的平均效率为−1.5 dB。
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图 10 TE101模式下添加寄生结构前后QMSIW天线的仿真S参数及效率Fig. 10 In TE101 mode, simulated S parameter and total efficiencies of the QMSIW antennas with and without the parasitic structure图11为单个QMSIW天线的电场分布和三维辐射图，在3.5 GHz处其辐射增益为5.6 dBi。图12为添加寄生结构的QMSIW天线电场分布及三维辐射图，可以看出，在3.5 GHz处，原QMSIW天线的TE101模式电场与寄生结构的TE101模式电场呈对称分布，其三维辐射方向图较前者更为对称，增益为5.8 dBi。添加寄生结构后，天线增益没有显著增加，主要原因有：1)天线阵列间距几乎为零，增益叠加效果很微弱；2)QMSIW天线的三维方向图有一定倾斜，当两个QMSIW天线背靠背放在一起时，方向图向相反的方向倾斜，此时增益的叠加并不是最大增益值叠加，因此增益提升效果并不显著。
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图 11 TE101模式下单个QMSIW天线的电场分布和三维辐射图Fig. 11 In TE101 mode, electric field distribution and 3D radiation patterns of a single QMSIW antenna![]()
图 12 TE101模式下添加寄生结构QMSIW天线的电场分布和三维辐射图Fig. 12 In TE101 mode, electric field distribution and 3D radiation patterns of the QMSIW antennas with the parasitic part1.3.2 TE301模式分析
天线的尺寸与馈电位置不变，图13为TE301模式下添加寄生结构前后QMSIW天线的仿真S参数及效率。可以看出：图13(a)中单个QMSIW天线频率为4.9 GHz，单个谐振模式的相对带宽为1.4%(4.86～4.93 GHz)，在70 MHz通带内的平均效率为−1.8 dB；图13(b)中原QMSIW天线的TE301模式与寄生结构的TE301模式通过中间过孔的磁耦合形成了较好的模式合并，该天线的双谐振模式获得了三倍于单独QMSIW天线的相对带宽，约为4.5%(4.78～5 GHz)，220 MHz通带内的平均效率为−1.6 dB。
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图 13 TE301模式下添加寄生结构前后QMSIW天线的仿真S参数及效率Fig. 13 In TE301 mode, simulated S parameter and total efficiencies of the QMSIW antennas with and without the parasitic structure图14为单个QMSIW天线的电场分布和三维辐射图，4.9 GHz处辐射增益为5.3 dBi。图15为添加寄生结构的QMSIW天线电场分布及三维辐射图，可以看出，在4.9 GHz处，原QMSIW天线的TE301模式电场与寄生结构的TE301模式电场呈对称分布，其三维辐射方向图较前者更为对称，增益为5.5 dBi。
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图 14 TE301模式下单个QMSIW天线的电场分布和三维辐射图Fig. 14 In TE301 mode, electric field distribution and 3D radiation patterns of a single QMSIW antenna![]()
图 15 TE301模式下添加寄生结QMSIW天线的电场分布和三维辐射图Fig. 15 In TE301 mode, electric field distribution and 3D radiation patterns of the QMSIW antennas with the parasitic part1.4 耦合程度
分析金属贴片中间分别有7个、8个和9个金属通孔三种情况下的耦合程度，结构如图16(a)所示。耦合程度由矩形金属贴片中间的一列金属通孔控制，用史密斯图的阻抗轨迹来说明。图16(b)和(c)给出了TE101和TE301模式下的史密斯图。
从图16(b)和(c)可以看出： 9个金属通孔的阻抗圆缩小，阻抗轨迹变化较小，两个谐振点相互靠近，这种情况称为“弱耦合”； 8个金属通孔带宽显著增加，低频几乎增加了将近三倍的相对带宽，从之前的2.3%(3.5～3.58 GHz)增加到5.71%(3.4～3.6 GHz)，高频增加了三倍多的相对带宽，从之前的1.4%(4.86～4.93 GHz)增加到4.5%(4.78～5 GHz)，此时带宽达到最大值，这种情况称为“临界耦合”；7个金属通孔阻抗圆变大，阻抗轨迹变化很大，谐振点相互远离，这种情况称为“强耦合”。因此，应选取合适的通孔数量来实现“临界耦合”，以获得最佳的带宽。
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图 16 TE101和TE301模式下的金属通孔结构及其耦合度Fig. 16 Shorting vias structure and its coupling degree between TE101 mode and TE301 mode2 仿真与测试结果
本文设计了一款天线样品并进行了加工和测试。终端天线高度追求小型化和轻薄化，其最为关注的指标通常是反射系数和总效率，而天线的方向图(包括极化纯度等)并没有特殊要求，通常能满足半空间的覆盖即可。图17为天线实物的俯视图。图18为天线反射系数与总效率的仿真及测试结果。可以看出，天线的实测频带整体向低频偏移，仿真时未考虑铜箔厚度和实际板材的介电常数偏差是造成测试频带偏移的重要原因。
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图 18 天线反射系数与总效率的仿真及测试结果Fig. 18 Simulated and measured results of antenna reflection coefficient and total efficiency从测量结果可以看出：该天线在N78频段有两个谐振点3.38 GHz和3.52 GHz，覆盖3.35～3.55 GHz(5.8%)；在N79频段有两个谐振点4.74 GHz和4.88 GHz，覆盖4.69～4.93 GHz(5%)。在工作频带内，低频段的测试平均效率为−1.6 dB，高频段的测试平均效率为−1.8 dB，验证了两个频带的宽带工作效果。
图19给出了低频段中心频点3.5 GHz和高频段中心频点4.9 GHz处的xOz平面(φ=0°)和yOz平面(φ=90°)的天线的仿真与测试方向图，可以看出测试结果与仿真结果比较吻合。
表2给出了本文设计天线与几款最先进的双频带天线的性能对比。可以看出，相比文献[5]、[13]、[17]、[21]中的天线设计，本文设计具有更小的尺寸和更宽的带宽。虽然文献[16]中的设计具有更宽的低频带宽，但是其尺寸远大于本文天线。
表 2 本文设计天线与现有天线设计的性能对比Tab. 2 Performance comparisons with reported works文献 低频/高频/GHz 高度/λ0 辐射单元尺寸 低频带宽/ 高频带宽 [5] 3.50/4.86 0.009 0.35λ0×0.35λ0 5.7%/3.1% [13] 4.25/5.11 0.020 0.33λ0×0.33λ0 3.8%/4.2% [16] 3.61/5.90 0.048 0.55λ0×0.84λ0 11.1%/6.5% [17] 4.25/5.11 0.025 0.36λ0×0.24λ0 5.3%/4.4% [21] 2.40/5.80 0.008 0.53λ0×0.53λ0 3.4%/6.9% 本文 3.50/4.90 0.019 0.30λ0×0.25λ0 5.8%/5.0% 3 结 论
本文提出了一种面向终端应用的QMSIW天线，该天线利用具有小型化优势的QMSIW结构的TE101模式和TE301模式形成双频带，引入金属盲孔和金属圆盘组成调谐圆盘结构，利用调谐圆盘产生的电容加载效应来调谐QMSIW的高次模(TE301模式)频率。然后通过磁耦合引入寄生贴片，利用寄生贴片的TE101模式和TE301模式来进一步拓展两个频带的带宽。通过调节QMSIW结构中间一列金属通孔的数量来调谐两个QMSIW天线的耦合。天线的加工测试结果表明其兼具了小型化和双频双宽带覆盖的优点，在5G的终端应用上具有良好的应用潜力。
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图 4 TE101和TE301模式下单个QMSIW天线的电场分布
Fig. 4 Electric field distribution in TE101 and TE301 modes of a single QMSIW antenna
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图 5 TE101和TE301模式下加入调谐圆盘QMSIW天线的电场分布
Fig. 5 Electric field distribution in TE101 and TE301 modes of QMSIW antennas with tuning disc
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图 6 TE101模式下加入调谐圆盘前后QMSIW天线的三维辐射方向图
Fig. 6 In TE101 mode, 3D radiation pattern QMSIW antennas with and without a tuning disk
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图 7 TE301模式下加入调谐圆盘前后QMSIW天线的三维辐射方向图
Fig. 7 In TE301 mode, 3D radiation pattern of QMSIW antennas with and without a tuning disk
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图 9 添加寄生结构前后的QMSIW天线
Fig. 9 The QMSIW antennas with and without the parasitic structure
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图 10 TE101模式下添加寄生结构前后QMSIW天线的仿真S参数及效率
Fig. 10 In TE101 mode, simulated S parameter and total efficiencies of the QMSIW antennas with and without the parasitic structure
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图 11 TE101模式下单个QMSIW天线的电场分布和三维辐射图
Fig. 11 In TE101 mode, electric field distribution and 3D radiation patterns of a single QMSIW antenna
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图 12 TE101模式下添加寄生结构QMSIW天线的电场分布和三维辐射图
Fig. 12 In TE101 mode, electric field distribution and 3D radiation patterns of the QMSIW antennas with the parasitic part
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图 13 TE301模式下添加寄生结构前后QMSIW天线的仿真S参数及效率
Fig. 13 In TE301 mode, simulated S parameter and total efficiencies of the QMSIW antennas with and without the parasitic structure
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图 14 TE301模式下单个QMSIW天线的电场分布和三维辐射图
Fig. 14 In TE301 mode, electric field distribution and 3D radiation patterns of a single QMSIW antenna
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图 15 TE301模式下添加寄生结QMSIW天线的电场分布和三维辐射图
Fig. 15 In TE301 mode, electric field distribution and 3D radiation patterns of the QMSIW antennas with the parasitic part
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图 16 TE101和TE301模式下的金属通孔结构及其耦合度
Fig. 16 Shorting vias structure and its coupling degree between TE101 mode and TE301 mode
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图 18 天线反射系数与总效率的仿真及测试结果
Fig. 18 Simulated and measured results of antenna reflection coefficient and total efficiency
表 1 QMSIW天线尺寸参数
Tab. 1 Parameters of the QMSIW antenna
mm 参数 取值 参数 取值 L1 10.5 k 1.2 l2 8.8 d1 1.55 W 25 d2 2.8 w1 5.95 d3 3.2 a1 14.5 d4 2.3 a2 3.35 r 3.2 
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表 2 本文设计天线与现有天线设计的性能对比
Tab. 2 Performance comparisons with reported works
文献 低频/高频/GHz 高度/λ0 辐射单元尺寸 低频带宽/ 高频带宽 [5] 3.50/4.86 0.009 0.35λ0×0.35λ0 5.7%/3.1% [13] 4.25/5.11 0.020 0.33λ0×0.33λ0 3.8%/4.2% [16] 3.61/5.90 0.048 0.55λ0×0.84λ0 11.1%/6.5% [17] 4.25/5.11 0.025 0.36λ0×0.24λ0 5.3%/4.4% [21] 2.40/5.80 0.008 0.53λ0×0.53λ0 3.4%/6.9% 本文 3.50/4.90 0.019 0.30λ0×0.25λ0 5.8%/5.0%
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