小型化宽阻带5G半集总混合滤波器设计

王荔田; 王之; 钱莉荣; 李翠平; 熊阳; 李丹; 何明; 余保华; 田亚会; 李红浪

doi:10.12265/j.cjors.2023221

小型化宽阻带5G半集总混合滤波器设计

王荔田^1,,
王之^1,,
钱莉荣^1,,
李翠平^1,,
熊阳^1, ,,
李丹^2,,
何明^3,,
余保华^4,,
田亚会^5,,
李红浪^6,

1.
天津理工大学集成电路科学与工程学院薄膜电子与通信器件天津市重点实验室, 天津 300384
2.
天津理工大学机械工程学院, 天津 300384
3.
南开大学电子信息与光学工程学院，天津 300350
4.
四创电子股份有限公司，合肥 231200
5.
中国科学院声学研究所, 北京 100190
6.
国家纳米科学中心, 北京 100190

基金项目: 广州市重大科技专项项目(202206070001)；广东省重点领域研发计划项目(2020B010140002)

详细信息

作者简介:
王荔田: (1991—)，男，天津人，天津理工大学集成电路科学与工程学院讲师，主要研究方向为射频无源器件电路技术。E-mail: wanglitianrf@sina.com

王之: (2001—)，男，浙江人，天津理工大学集成电路科学与工程学院学士，主要研究方向为微波滤波器理论与设计。E-mail: wangzhi420@foxmail.com

钱莉荣: (1983—)，男，天津人，天津理工大学集成电路科学与工程学院讲师，主要研究方向为集成射频滤波器。E-mail: qian_li_rong83@163.com

李翠平: (1981—)，女，山东人，天津理工大学集成电路科学与工程学院副教授，主要研究方向为声表面波传感器。E-mail: licp226@126.com

熊阳: (1990—)，男，湖南人，天津理工大学集成电路科学与工程学院副教授，主要研究方向为微波毫米波无源器件。E-mail: xiongyang0291@163.com

李丹: (1993—)，女，河北人，天津理工大学机械工程学院讲师，主要研究方向为射频环境传感及智能双碳。E-mail: danli@email.tjut.edu.cn

何明: (1975—)，男，湖南人，南开大学教授，博士生导师，主要研究方向为超导电子与射频微波应用。E-mail: heming@nankai.edu.cn

余保华: (1984—) 男，安徽人，高级工程师，工程硕士，主要研究方向为软件工程。E-mail: 382005225@qq.com

田亚会: (1990—)，女，山东人，中国科学院声学研究所副研究员，主要研究方向为射频微声器件。E-mail: tianyahui@mail.ioa.ac.cn

李红浪: (1976—)，男，湖北人，国家纳米科学中心研究员，主要研究方向为声表面波滤波器及传感器应用。E-mail: lhl@nanoctr.cn

通信作者:
熊阳 E-mail: xiongyang0291@163.com

中图分类号: TN815
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出版历程
- 收稿日期: 2023-07-31
- 录用日期: 2024-04-21
- 网络出版日期: 2024-04-21
- 刊出日期: 2024-08-29

Design of compact semi-lumped mixed bandpass filter with wide stopband for 5G application

1.
Tianjin Key Laboratory of Film Electronic & Communication Devices, School of Electrical and Electronic Engineering, Tianjin University of Technology, Tianjin 300384, China
2.
Tianjin Key Laboratory for Advanced Mechatronic System Design and Intelligent Control, School of Mechanical Engineering, Tianjin University of Technology, Tianjin 300384, China
3.
College of Electronic Information and Optical Engineering, Nankai University, Tianjin 300350, China
4.
Sun Create Electronics Co., Ltd, Hefei 231200, China
5.
Institue of Acoustics, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China
6.
National Center for Nanoscience and Technology, Beijing 100190, China

摘要

摘要:
面向5G无线通信应用设计了一款微带半集总混合宽阻带带通滤波器。该滤波器阻带可扩展至5G毫米波频段，具有优良的带外抑制、结构紧凑及尺寸小巧的特点。搭建了集总元件的高频电路模型并完成了集总元件的路-场联合仿真，最终实现了由十字加载谐振器混合集总LC并联谐振电路而成的宽阻带滤波器。滤波器的中心频率位于4.08 GHz，通频带覆盖3.96～4.2 GHz，位于目前用于5G室内覆盖的N77频段。滤波器具有极广的阻带抑制特性，且优于20 dB抑制水平的上阻带范围可达22 GHz。滤波器有效电路尺寸仅为5.125 mm×7.625 mm，插入损耗水平较低(0.54 dB)，具有良好的选择性，适用于高性能5G通信系统应用。
- 集总混合微带 /
- 带通滤波器 /
- 带外抑制 /
- 小型化 /
- 5G
Abstract:
This article designs a semi-lumped mixed micro-strip band-pass filter with wide stopband for 5G wireless communication applications. The stopband of the proposed filter can be extended to the 5G millimeter wave frequency band with excellent out of band suppression, delicate structure, and compact size. This article analyzes the lumped device model under high-frequency conditions and achieves co-simulation of circuit model and field model. Finally a wide stopband bandpass filter composed of a cross loaded resonator mixed lumped LC parallel resonant circuit is implemented. The center frequency of the filter is located at 4.08 GHz, with a passband coverage of 3.96 GHz to 4.2 GHz. The designed passband locates in the N77 frequency band currently applied for 5G indoor coverage. The filter has extremely wide stopband suppression characteristics and upper stopband range exceeding 20 dB suppression level up to 22 GHz is approached. In addition, the filter has a compact device size of only 5.125 mm×7.625 mm effective circuit size, a lower insertion loss level (0.54 dB) and good selectivity which is suitable for 5G communication system application.
- lumped mixed microstrip /
- band-pass filter /
- out of band suppression /
- compact size /
- 5G

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0 引　言

随着无线通信、电子对抗和卫星通信等领域的迅猛发展，有限的频谱资源日益紧张，而带通滤波器能够对有限的频谱资源进行更多的有效利用，并在5G研究发展中起到极重要的作用。同时无线通信领域的快速发展也使能够有效应用的频段越来越多，滤波器需要拥有优良的带外抑制性能才能避免通带频段与其他频段发生冲突，因此有着良好带外抑制水平的宽阻带滤波器在射频器件中脱颖而出。

科研工作者们已提出了多种宽阻带滤波器设计，采用阶梯阻抗谐振器(step impedance resonator, SIR)结构的宽阻带滤波器不仅能够用单谐振器实现宽阻带抑制范围而且拥有相对简单的结构^[1-4]，但难以独立对谐振模式和谐波频率进行控制；采用横向信号干扰(transversal signal interference, TSI)结构能够利用横向信号相消效应带来极为丰富的带外传输零点^[5]，但同时需要多传输路径才能实现；采用平行耦合线结构能够带来丰富的传输零点和理想的带外抑制效应^[6]。上述各类型的宽阻带滤波器电路尺寸普遍偏大，在芯片尺寸小型化的要求下难以迎合集成化的趋势。

本文提出了一种半集总混合宽阻带滤波器。该宽阻带滤波器混合了集总结构与微带结构，拥有优良的带外抑制水平、小巧的器件尺寸等特点。通过在微带结构中混合集总元件以实现紧凑的电路尺寸，但集总元件的高频下寄生效应会引入比电路分析设计方案更大的误差。为解决该问题，本文搭建了集总元件的高频电路模型并完成了集总元件的路-场联合设计仿真，同时实现了一款小型化集总元件混合滤波器的设计。进行了实物加工和测试，通过与电磁仿真结果进行比较，验证了设计方法的可行性。

1 半集总混合宽阻带滤波器设计

图1给出了半集总混合宽阻带滤波器构型示意图，该滤波器由一个十字加载谐振器(由l₁，l₂，l₃，l₄，l_5a及l_5b表示)以及混合半集总LC并联谐振回路(由L，C₁及C₂表示)构成。图中l_i与W_i(i=1，2，3，4，5a，5b)分别为对应枝节的电路长度及宽度，g为平行耦合线间距，C₁，C₂，L为对应加载的集总元件的电容及电感。

该多模谐振器的理想传输线模型如图2所示。可以看到，谐振器关于A-A^*轴对称，因此，可以采用经典的奇偶模分析方法对谐振器谐振模式进行分析^[7]。

图 1 半集总混合宽阻带滤波器电路结构

Fig. 1 Circuit structure diagram of semi-lumped mixed band-pass filter with wide stopband

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图 2 半集总混合宽阻带滤波器理想传输线模型

Fig. 2 Ideal transmission line model of semi-lumped mixed band-pass filter with wide stopband

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偶模激励条件下，对称面A-A^*等效为理想磁壁开路，等效电路如图3所示。Z_i与θ_i(i=2，3，4，5a，5b)分别为对应枝节的特征阻抗及电气长度，且θ_i=βl_i。为简化分析，对各段传输线导纳作归一化处理，令Z₂=Z₃=Z₄=Z_5a=Z_5b=Z= $\dfrac{1}{Y}$ =100 Ω，电气长度初始值θ₂=θ₃=θ₄=3°，θ_5a=θ_5b=θ₅=60°，并令l₁段中平行耦合强度初始值k=0.2，且有：

$k= \frac{{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{e}1}-{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{o}1}}{{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{e}1}+{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{o}1}}$

(1)

参考频率f=4 GHz，根据谐振条件可知：

${\mathrm{Im}}(Y_{{\mathrm{ine}}}) = 0$

(2)

图 3 偶模等效电路

Fig. 3 Even mode equivalent circuit

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${\mathrm{Im}}(Y_{{\mathrm{ino}}}) = 0$

(3)

式中，Y_ine与Y_ino分别为偶模激励和奇模激励下的输入导纳。

$Y_{{\mathrm{ine}}} = \frac{1}{{Z}_{\mathrm{i}\mathrm{n}\mathrm{e}}} = \frac{C{Z}_{\mathrm{i}\mathrm{n}P}+D}{A{Z}_{\mathrm{i}\mathrm{n}P}+B}$

(4)

式中：Z_inP为由端口看向P点的输入阻抗；A，B，C，D分别为平行反耦合线转移矩阵中的各元素。

$A = \frac{{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{e}1}+{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{o}1}}{{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{e}1}-{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{o}1}}\mathrm{c}\mathrm{o}\mathrm{s}\;{\theta }_{1}$

(5)

$B = \mathrm{j}\frac{{(Z}_{\mathrm{o}\mathrm{e}1}-{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{o}1})-({{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{e}1}+{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{o}1})}^{2}{\mathrm{c}\mathrm{o}\mathrm{s}}^{2}{\theta }_{1}}{2({Z}_{\mathrm{o}\mathrm{e}1}-{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{o}1})\mathrm{s}\mathrm{i}\mathrm{n}\;{\theta }_{1}}$

(6)

$C = \mathrm{j}\frac{2\mathrm{s}\mathrm{i}\mathrm{n}\;{\theta }_{1}}{{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{e}1}-{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{o}1}}$

(7)

$D = \frac{{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{e}1}+{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{o}1}}{{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{e}1}-{Z}_{\mathrm{o}\mathrm{o}1}}\mathrm{c}\mathrm{o}\mathrm{s}\;{\theta }_{1}$

(8)

由端口看向P，Q，R与S点的输入导纳表达式如下：

$Y_{{\mathrm{in}}P} = \frac{{Y}_{\mathrm{i}\mathrm{n}Q}+\mathrm{j}Y\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{2}-\omega l{Y}_{\mathrm{i}\mathrm{n}Q}{Y}\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{2}}{{Y}+\mathrm{j}\omega l{Y}_{\mathrm{i}\mathrm{n}Q}{Y}+\mathrm{j}{Y}_{\mathrm{i}\mathrm{n}Q}\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{2}}$

(9)

$Y_{{\mathrm{in}}Q}= {Y}\frac{{Y}_{\mathrm{i}\mathrm{n}R}+\mathrm{j}Y\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{3}}{{Y}+\mathrm{j}{Y}_{\mathrm{i}\mathrm{n}R}\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{3}}$

(10)

$Y_{{\mathrm{in}}R} = \frac{\mathrm{j}\omega {C}_{1}+\mathrm{j}Y\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{4}}{Y-\omega {C}_{1}\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{4}} + {Y}\frac{2{Y}_{\mathrm{i}\mathrm{n}S}+\mathrm{j}Y\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{5\mathrm{a}}}{2Y+4\mathrm{j}{Y}_{\mathrm{i}\mathrm{n}S}\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{5\mathrm{a}}}$

(11)

$Y_{{\mathrm{in}}S} = \frac{\mathrm{j}\omega {C}_{2}Y\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{5\mathrm{b}}}{\omega {C}_{2}+2Y\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{5\mathrm{b}}}$

(12)

奇模激励条件下，对称面A-A^*等效为短路，等效电路如图4所示。输入导纳为

$Y_{{\mathrm{ino}}} = \frac{1}{{Z}_{{\mathrm{ino}}}} = \frac{C{Z}_{\mathrm{i}\mathrm{n}T}+D}{A{Z}_{\mathrm{i}\mathrm{n}T}+B}$

(13)

式中，Z_inT为由端口看向T点的输入阻抗。

由端口看向T点的输入导纳表达式如下：

$Y_{{\mathrm{in}}T} = \frac{{Y}_{\mathrm{i}\mathrm{n}O}+\mathrm{j}Y\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{2}-\omega l{Y}_{\mathrm{i}\mathrm{n}O}Y\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{2}}{{Y}+\mathrm{j}\omega l{Y}_{\mathrm{i}\mathrm{n}O}Y+\mathrm{j}{Y}_{\mathrm{i}\mathrm{n}O}\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\;{\theta }_{2}}$

(14)

式中，Y_inO为由端口看向O点的输入导纳。

图5给出了滤波器导纳虚部的仿真结果，当奇偶模对应导纳虚部为零时根据公式(2)和(3)求解可得偶模激励下的谐振模式f_e1和f_e2，奇模激励下的谐振模式f_o1。

图 4 奇模等效电路

Fig. 4 Odd mode equivalent circuit

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图 5 滤波器导纳虚部仿真结果

Fig. 5 Simulation curve of virtual part admittance of filter

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根据公式(2)和(3)求解可得各谐振模式f_o1, f_e1和f_e2以及中心频率f₀关于θ₂和θ₃的变化，如图6所示。可以看出，f_o1，f_e2，f₀以及相对带宽f_bw 均随θ₂与θ₃的增大而减小，f_e1的变化并不明显。因此，相对带宽设计指标可通过调整θ₂与θ₃实现。

图 6 谐振模式及相对带宽随θ₂和θ₃的变化

Fig. 6 Resonant modes and relative bandwidth vs. variation curve of θ₂ and θ₃

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将各电气参数两两组合调整分析滤波器优化性能以及实现设计通带指标的要求，结果如图7所示。图7(a)中，中心频率随θ₄与C₂的增大而减小；相对带宽随θ₄的增大逐渐减小，随C₂增大而增大。图7(b)中，随θ₅的增大相对带宽不断增大，中心频率逐渐减小；而随L的增大中心频率与相对带宽都不断减小。图7(c)中，随着电容C₁的增大，中心频率与相对带宽同步减小；而随着耦合强度系数k的增加，中心频率不断减小，相对带宽先增大，在k> 0.39后不断减小。根据图6和7，选择理想传输线电路参数如下：θ₁=θ_5a=θ_5b=θ₅=60°，θ₂=θ₃=4θ₄=6°，k=0.4，Z₂=Z₃=Z₄=Z_5a=Z_5b= 130 Ω；嵌入的集总电容电感元件参数如下：C₁=3.7 pF，C₂=1.3 pF，L=1.6 nH。

图 7 中心频率与相对带宽随各电气参数的变化

Fig. 7 Curve of center frequency and relative bandwidth vs. electrical parameters

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图8给出了电路模型优化后滤波器的零点示意图。其中零点f_TZ1由l_5a，C₂，l_5b所在枝节阻抗Z_inα=0时虚短效应引入，零点f_TZ2由l₄，C₁所在枝节阻抗Z_inβ=0时虚短效应引入。图9给出了谐振器弱耦合下的传输系数曲线，可以看到零极点的关系满足f_TZ1< f_e1< f_o1 < f_e2 < f_TZ2，与图8及图5中得到的零极点一一对应。

图 8 滤波器零点示意图

Fig. 8 Schematic diagram of filter zero point

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图 9 弱耦合下滤波器的传输系数

Fig. 9 Transmission coefficient curve of filter under weak coupling

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利用传输线计算工具TX-LINE将理想传输线模型中的电长度和阻抗值转化为谐振器对应枝节线的长度和宽度值。未引入集总元件模型分析的滤波器电磁仿真结果和引入并优化后的电磁仿真结果对比如图10所示。可以看出，引入集总结构后滤波器插入损耗从0.34 dB提升到了0.39 dB，20 dB下阻带抑制水平从优化前的30 GHz提升到了40 GHz以上。

图 10 优化前后电磁仿真结果对比

Fig. 10 Comparison of electromagnetic simulation results before and after optimization

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2 仿真与测试

集总元件的引入使绘制电路版图时须增加焊盘来承载电容电感，且集总元件高频下的寄生效应会令测试结果偏离设计方案。为此在HFSS 3D LAYOUT中创建带焊盘的集总元件模型，与高频电容电路仿真进行路-场联合仿真优化。图11为使用0402封装的陶瓷贴片电容内部结构示意图。

图 11 贴片电容内部结构

Fig. 11 Internal structure of chip capacitors

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图12(a)给出了贴片电容在高频情况下电路模型与场仿真电容模型仿真得到的S参数曲线，并标识出了采用ADS进行仿真的高频电容模型与采用HFSS 3D LAYOUT进行建模仿真的贴片电容模型。通过同样的方法对带焊盘的片上积层电感进行建模并与电感的理想高频电路进行对比，同时对电感电路元件模型参数进行提取，结果如图12(b)所示。根据仿真结果对电路版图中的集总参数和版图进行微调，焊盘大小选择0.6 mm×0.6 mm，焊盘间距为0.4 mm。受焊盘与微带线产生的耦合效应影响，修改后的电磁仿真结果如图13所示。

微调后对滤波器进行加工和测试，选用Rogers4003C基板，其厚度为20 mil(0.508 mm)、相对介电常数为3.55、损耗角正切为0.002 7。半集总混合宽阻带滤波器参数见表1，加工所得实物如图14所示，有效电路尺寸为5.125 mm×7.625 mm。

图15(a)与图15(b)分别给出了0～20 GHz全频段与通带内的实测结果与仿真结果的对比。可以看出：实测结果与仿真结果吻合度较高；中心频率为4.08 GHz，通频带覆盖3.96～4.2 GHz，位于目前用于5G室内覆盖的N77频段，通带内回波损耗为21.7 dB，插入损耗仅为0.54 dB，22 dB带外抑制能力高于20 GHz。在实际制作中受刻蚀精度影响，实测结果中高频情况下抑制能力小幅降低，插入损耗提升了0.15 dB；引入焊盘并通过全波电磁仿真对焊盘的大小与位置进行调整后，保证通带选择性的基础上，会对零点位置产生一定的影响。

表2给出了本文与近期其他文献中宽阻带滤波器性能的对比^[7-24]。可以看到，本文所提出的滤波器拥有相对优秀的带外抑制能力与范围，并且其设计尺寸具有明显优势，符合射频器件集成化、微型化的趋势。

图 12 高频电容和电感电路建模S参数曲线

Fig. 12 Comparison of S-parameter curves for inductance modeling at high frequencies

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图 13 增加焊盘后的电磁仿真结果

Fig. 13 Electromagnetic simulation results after adding pads

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表 1 半集总混合宽阻带滤波器设计参数

Tab. 1 Design parameters of semi lumped mixed band-pass filter with wide stopband mm

参量	取值	参量	取值
l₁	5.8	W₁	0.2
l₂	0.6	W₂	0.15
l₃	0.1	W₃	0.1
l₄	0.05	W₄	0.1
l_5a	6.875	W_5a	0.1
l_5b	7.03	W_5b	0.1
g	0.175

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图 14 半集总混合宽阻带滤波器实物图

Fig. 14 Physical image of a semi-lumped mixed wide stopband filter with wide stopband

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图 15 实测结果与仿真结果对比

Fig. 15 Comparison between results and simulation results

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表 2 本文与近期其他文献中宽阻带滤波器性能对比

Tab. 2 Comparison between this design and other recent literatures on wide stopband filters

文献	f₀/GHz	插入损耗/dB	回波损耗/dB	阻带抑制性能	器件尺寸
[7]	0.340	0.79	22.0	>27.5 dB 27.500 dB (4.91f₀)	23.100 mm×31.500 mm
[8]	5.900	3.14	25.0	>30.0 dB 17.400 GHz (2.95f₀)	50.000 mm×25.000 mm
[9]	10.110	1.22	15.0	>20.0 dB 29.300 GHz (2.9f₀)	15.900 mm×27.600 mm
[10]	3.120	1.30	21.0	>20.0 dB 20.000 GHz (6.25f₀)	13.000 mm×8.200 mm
[11]	3.500	1.76	15.0	>29.8 dB 36.500 GHz (10.44f₀)	17.000 mm×16.900 mm
[12]	3.000	0.20	17.0	>35.0 dB 10.800 GHz (3.6f₀)	19.700 mm×43.470 mm
[13]	1.150	1.10	15.0	>40.0 dB 7.690 GHz (6.69f₀)	21.360 mm×14.800 mm
[14]	1.250	0.90	13.6	>19.0 dB 23.250 GHz (18.6f₀)	30.000 mm×16.300 mm
[15]	2.400	1.66	13.0	>29.0 dB 19.300 GHz (8f₀)	12.300 mm×12.200 mm
[16]	0.528	1.20	22.0	>22.0 dB 6.200 GHz (11.74f₀)	40.000 mm×30.000 mm
[17]	8.000	2.26	20.0	>20.0 dB 16.500 GHz (2.05f₀)	48.800 mm×20.220 mm
[18]	2.128	0.11	17.3	>80.0 dB 8.728 GHz (4.1f₀)	26.000 mm×10.000 mm
[19]	7.550	3.22	21.5	>20.0 dB 29.070 GHz (3.85f₀)	41.150 mm×37.010 mm
[20]	5.100	2.00	19.5	>34.7 dB 16.670 GHz (3.27f₀)	9.800 mm×4.600 mm
[21]	7.000	1.20	15.0	>20.5 dB 40.000 GHz (5.71f₀)	14.000 mm×5.9000 mm
[22]	3.450	2.71	15.0	>20.0 dB 16.000 GHz (3.44f₀)	24.740 mm×25.320 mm
[23]	2.400	1.66	19.0	>29.0 dB 19.200 GHz (8f₀)	30.000 mm×50.000 mm
[24]	2.390	3.00	21.0	>20.0 dB 28.680 GHz (12f₀)	13.950 mm×7.290 mm
本文	4.080	0.54	21.7	>20.0 dB 20.000 GHz (4.9f₀)	5.125 mm×7.625 mm

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3 结　论

本文提出了一种基于5G通信的半集总宽阻带滤波器。通过建立半集总元件高频场仿真模型，提取等效电路模型设计参数，整体分析设计，为半集总元件滤波器设计提供了解决方案，发挥了集总元件滤波器小型化的优势。设计了一款中心频率位于4.08 GHz，通频带覆盖3.96～4.2 GHz的宽阻带滤波器。此滤波器具有很好的带外抑制水平，20 dB带外抑制水平可达20 GHz以上。同时，该滤波器尺寸小巧，有效电路尺寸仅为5.125 mm×7.625 mm，为滤波器微型化、集成化提供了新颖的设计思路。基于上述优势，所提出的半集总混合滤波器在高性能5G通信系统中的应用具有重要意义及工程价值。

图 1 半集总混合宽阻带滤波器电路结构

Fig. 1 Circuit structure diagram of semi-lumped mixed band-pass filter with wide stopband

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图 2 半集总混合宽阻带滤波器理想传输线模型

Fig. 2 Ideal transmission line model of semi-lumped mixed band-pass filter with wide stopband

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图 3 偶模等效电路

Fig. 3 Even mode equivalent circuit

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图 4 奇模等效电路

Fig. 4 Odd mode equivalent circuit

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图 5 滤波器导纳虚部仿真结果

Fig. 5 Simulation curve of virtual part admittance of filter

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图 6 谐振模式及相对带宽随θ₂和θ₃的变化

Fig. 6 Resonant modes and relative bandwidth vs. variation curve of θ₂ and θ₃

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图 7 中心频率与相对带宽随各电气参数的变化

Fig. 7 Curve of center frequency and relative bandwidth vs. electrical parameters

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图 8 滤波器零点示意图

Fig. 8 Schematic diagram of filter zero point

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图 9 弱耦合下滤波器的传输系数

Fig. 9 Transmission coefficient curve of filter under weak coupling

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图 10 优化前后电磁仿真结果对比

Fig. 10 Comparison of electromagnetic simulation results before and after optimization

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图 11 贴片电容内部结构

Fig. 11 Internal structure of chip capacitors

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图 12 高频电容和电感电路建模S参数曲线

Fig. 12 Comparison of S-parameter curves for inductance modeling at high frequencies

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图 13 增加焊盘后的电磁仿真结果

Fig. 13 Electromagnetic simulation results after adding pads

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图 14 半集总混合宽阻带滤波器实物图

Fig. 14 Physical image of a semi-lumped mixed wide stopband filter with wide stopband

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图 15 实测结果与仿真结果对比

Fig. 15 Comparison between results and simulation results

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表 1 半集总混合宽阻带滤波器设计参数

Tab. 1 Design parameters of semi lumped mixed band-pass filter with wide stopband mm

参量	取值	参量	取值
l₁	5.8	W₁	0.2
l₂	0.6	W₂	0.15
l₃	0.1	W₃	0.1
l₄	0.05	W₄	0.1
l_5a	6.875	W_5a	0.1
l_5b	7.03	W_5b	0.1
g	0.175

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表 2 本文与近期其他文献中宽阻带滤波器性能对比

Tab. 2 Comparison between this design and other recent literatures on wide stopband filters

文献	f₀/GHz	插入损耗/dB	回波损耗/dB	阻带抑制性能	器件尺寸
[7]	0.340	0.79	22.0	>27.5 dB 27.500 dB (4.91f₀)	23.100 mm×31.500 mm
[8]	5.900	3.14	25.0	>30.0 dB 17.400 GHz (2.95f₀)	50.000 mm×25.000 mm
[9]	10.110	1.22	15.0	>20.0 dB 29.300 GHz (2.9f₀)	15.900 mm×27.600 mm
[10]	3.120	1.30	21.0	>20.0 dB 20.000 GHz (6.25f₀)	13.000 mm×8.200 mm
[11]	3.500	1.76	15.0	>29.8 dB 36.500 GHz (10.44f₀)	17.000 mm×16.900 mm
[12]	3.000	0.20	17.0	>35.0 dB 10.800 GHz (3.6f₀)	19.700 mm×43.470 mm
[13]	1.150	1.10	15.0	>40.0 dB 7.690 GHz (6.69f₀)	21.360 mm×14.800 mm
[14]	1.250	0.90	13.6	>19.0 dB 23.250 GHz (18.6f₀)	30.000 mm×16.300 mm
[15]	2.400	1.66	13.0	>29.0 dB 19.300 GHz (8f₀)	12.300 mm×12.200 mm
[16]	0.528	1.20	22.0	>22.0 dB 6.200 GHz (11.74f₀)	40.000 mm×30.000 mm
[17]	8.000	2.26	20.0	>20.0 dB 16.500 GHz (2.05f₀)	48.800 mm×20.220 mm
[18]	2.128	0.11	17.3	>80.0 dB 8.728 GHz (4.1f₀)	26.000 mm×10.000 mm
[19]	7.550	3.22	21.5	>20.0 dB 29.070 GHz (3.85f₀)	41.150 mm×37.010 mm
[20]	5.100	2.00	19.5	>34.7 dB 16.670 GHz (3.27f₀)	9.800 mm×4.600 mm
[21]	7.000	1.20	15.0	>20.5 dB 40.000 GHz (5.71f₀)	14.000 mm×5.9000 mm
[22]	3.450	2.71	15.0	>20.0 dB 16.000 GHz (3.44f₀)	24.740 mm×25.320 mm
[23]	2.400	1.66	19.0	>29.0 dB 19.200 GHz (8f₀)	30.000 mm×50.000 mm
[24]	2.390	3.00	21.0	>20.0 dB 28.680 GHz (12f₀)	13.950 mm×7.290 mm
本文	4.080	0.54	21.7	>20.0 dB 20.000 GHz (4.9f₀)	5.125 mm×7.625 mm

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参考文献(24)

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0 引　言
1 半集总混合宽阻带滤波器设计
2 仿真与测试
3 结　论

最新公告

小型化宽阻带5G半集总混合滤波器设计

通信作者:
熊阳 E-mail: xiongyang0291@163.com

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