引　言

在典型的射频组件中，裸芯片装配并互连到印制板上，射频连接器装配在射频组件的壳体上并与印制板进行互连，从而实现射频组件内外射频信号的传输.

传统射频连接器与印制板大多采用焊接方式^[1-6]，即射频连接器各针脚焊接到印制板上实现射频互连，众多学者对这种互连方式进行了理论研究和应用. 2017年，李海岸等人^[1]对毫米波转微带射频连接器进行了仿真与测试研究，射频连接器信号针焊接在微带线上，采用多目标优化算法，在0~40 GHz频带内实现了电压驻波比（voltage standing wave ratio, VSWR）<1.06. 2019年，宋凯旋等人^[2]对射频连接器与微带线组件焊接过渡阻抗补偿进行了研究，射频连接器采用地-信号-地（ground signal ground，GSG）焊接方式，焊接到印制板上，采用接地板开槽等补偿手段，在0~12 GHz频带内实现了|S₁₁|≤−10 dB. 2020年，李曦等人^[3]在一种机载超宽带相控阵雷达T/R组件的设计中，在集合口使用了焊接方式的SMA射频连接器. 然而，这种焊接互连方式存在一定的可靠性风险，这是由于印制板与射频组件壳体的热膨胀系数往往存在差异，而焊接又属于硬性连接，因此，在高低温环境下，焊点处存在热应力. 此外，其装配过程需先焊接射频连接器后进行针脚的二次焊接，装配流程较为繁琐.

相比微带线，带状线具有更好的电磁屏蔽特性，在多层电路工艺飞速发展的今天，例如PCB混压、低温共烧陶瓷（low temperature co-fired ceramic, LTCC）、高温共烧陶瓷（high temperature co-fired ceramic, HTCC）等工艺，其使用率越来越高^[7-9].

基于上述考虑，本文提出了一种带状线组件与射频连接器的键合过渡结构，采用GSG键合方式以及板内垂直互连成功实现了带状线与射频连接器的过渡. 由于键合是一种公认可靠的软性互连方式，可以缓冲热应力，同时不需要二次焊接，一定程度上简化了装配流程，因此其可以克服焊接互连方式的缺点.

1   过渡结构

图1所示为过渡结构示意图，射频信号由50 Ω同轴线经键合台面、金带、带地共面波导（coplanar waveguide with ground, CPWG）低阻线1、50 Ω CPWG、CPWG低阻线2以及垂直互连信号孔过渡到50 Ω带状线. 键合台面为GSG形式，为保证键合顺利进行，信号针进行了削平处理. 采用金带键合可进一步提升过渡的可靠性，也更有利于射频性能的改善.

图  1  过渡结构示意图

Fig.  1  The structure of the transition

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印制板采用Rogers RO4350B芯板（介电常数为3.66@10 GHz，损耗角正切值为0.0037@10 GHz）与Rogers RO4450F半固化片（介电常数为3.52@10 GHz，损耗角正切值为0.0041@10 GHz）混压而成，信号孔采用背钻工艺实现. 图中各尺寸具体如下：w₁=0.24 mm，w₂=0.6 mm，w₃=0.48 mm，w₄=0.8 mm，w₅=0.3 mm，l₁=0.5 mm，l₂=0.67 mm，l₃=0.28 mm，l₄=1 mm，d₁=0.2 mm，d₂=1 mm，d₃=0.4 mm，h₁=0.254 mm，h₂=0.2 mm，h₃=0.2 mm，h₄=0.8 mm，金带宽度为300 μm. 为避免键合劈刀与射频模块壳体干涉，键合台面长度设置为0.7 mm.

2   过渡原理

由于键合线以及过孔具有电感效应，而低阻线具有电容效应，因此，本文过渡结构的电路布局的目的在于，低阻线1的电容效应用以抵消键合线的电感效应，低阻线2的电容效应用以抵消信号孔的电感效应，从而实现阻抗匹配. 这部分原理在文献[10-13]中有详细的介绍，本文不再重复研究. 由于键合台面电长度较短，若其特性阻抗不为50 Ω则较难实现宽带匹配，又由于键合台面为非标准TEM波传输线，因此本文重点研究如何保证键合台面的特性阻抗为50 Ω.

键合台面为非标准TEM波传输线，其特性阻抗可根据电磁理论准确计算，但较为复杂，本文根据类比法提供一种简单的估算方法.

根据电报方程，TEM波传输线的特性阻抗可以表示为^[14]

式中：R₀、G₀、L₀、C₀分别为传输线单位长度上的串联电阻、并联电导、串联电感和并联电容. 对于无耗传输线，式(1)可以简化为

由于本文连接器电尺寸很小以及多采用空气介质，损耗较低，因此，无耗近似是一个准确近似，同时可大大简化分析、计算难度，后续分析均采用无耗近似.

又因TEM波传输线的相速为^[14]

${v_{\text{p}}}$等于介质光速，根据式(3)和(2)，可得

由式(4)可知，对于一般的均匀介质TEM波传输线，求其特性阻抗归根到底为求其单位长度上的并联电容.

图2所示为同轴线与键合台面类比示意图. 可以看出，键合台面可看作由相同内外径、填充介质的同轴线去掉一半的外导体而形成. 由于电容的并联关系，键合台面C₀应大致等于此同轴线C₀的一半，根据式(4)可得

图  2  同轴线与键合台面类比示意图

Fig.  2  The comparison between the coaxial cable and the desk for bonding

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根据式(5)，键合台面的特性阻抗大致等于此同轴线特性阻抗的2倍. 为使键合台面的特性阻抗等于50 Ω，此对应的同轴线的特性阻抗应为25 Ω. 本文中，考虑实际加工使用（具体原因见第3节），对应同轴线的内导体直径d₁被设置为0.5 mm，外导体直径d₂被设置为0.8 mm，根据非磁性媒质，$\;\mu_{{\rm{t}}}=1$情况下的同轴线特性阻抗公式^[12]为

式中：$\varepsilon_{{\rm{r}}}$为同轴填充介质的介电常数，本文中为空气介质，$\varepsilon_{{\rm{r}}}=1$；a为内导体直径，本文中对应d₁；b为外导体直径，本文中对应d₂. 此时，$Z_{C_{-} \text {同轴线 }}=28\; \Omega$，比较接近上述分析的25 Ω，基本不影响过渡性能.

3   仿真与测试结果

图3所示为图1过渡结构的仿真结果. 可以看出，此过渡结构在0.5~40 GHz频带内，|S₁₁|≤−15 dB(@40 GHz)，|S₁₂|≥−0.8 dB(@40 GHz).

图  3  过渡结构仿真结果

Fig.  3  The simulated results of the transition structure

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为了验证研究结论，对上述背靠背形式的过渡结构以及射频连接器进行加工、测试. 图4所示为本文射频连接器结构及装配示意图，连接器分为三个部分，分别为超小型推入式（small subminiature push-on, SSMP）空气接口部分、玻璃烧结部分以及键合台面部分. 图中各尺寸具体如下：d_c1=0.5 mm，d_c2=0.8 mm，d_c3=1.6 mm，d_c4=2.6 mm，d_c5=3 mm，d_c6=3.3 mm，w_c1=2.3 mm，l_c1=0.7 mm，l_c2=0.5 mm，l_c3=1 mm，l_c4=2.4 mm，s_c1=(d_c2−d_c1)/2=0.15 mm.

图  4  射频连接器结构及装配示意图

Fig.  4  The structure and assembly of the RF connector

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本文射频连接器的SSMP空气接口部分提供对外50 Ω接口；玻璃烧结部分提供连接器内导体支撑以及实现气密封装，此部分为玻璃介质填充的50 Ω同轴传输线；键合台面提供键合环境，键合台面由端头削平处理的类圆柱形内导体以及拱形外导体组成，且内导体削平面与外导体拱底共面. 此外，玻璃烧结部分以及键合台面拱形外导体进行了两端削平处理，这是为了防止装配过程中连接器发生旋转，从而导致键合台面倾斜. 使用时，连接器焊接到壳体上，键合台面凸出壳体，使用键合方式与印制板进行互连，键合线一端位于键合台面，另一端位于印制板.

根据第2节理论分析以及键合台面内、外导体尺寸（图4中d_c1=0.5 mm，d_c2=0.8 mm），相应同轴线的特性阻抗为28 Ω，并非最佳的25 Ω，这主要是考虑了实际加工使用. 首先，连接器键合台面部分内外导体间的缝隙，即图4中s_c1，太小会有内外导体短路风险，太大则会导致特性阻抗偏离25 Ω过大，根据加工要求，此缝隙至少≥0.15 mm，因此，本文将其设置为0.15 mm； 其次，根据SSMP类型射频连接器的标准，玻璃烧结部分的内导体直径为0.3 mm，若键合台面内导体的直径d_c1太大则会导致跟0.3 mm差距过大，存在较大应力，在分界面有断裂的可靠性风险，太小不利于键合以及特性阻抗偏离25 Ω过大，根据加工要求，d_c1不应大于0.5 mm，此时与0.3 mm差距适中，且在0.15 mm内外导体缝隙情况下，特性阻抗偏离25 Ω较小. 综上，根据0.5 mm内导体直径以及0.15 mm内外导体间隙，在空气介质下，根据式(6)可计算得到同轴线的特性阻抗为28 Ω，此值与25 Ω相差不大，几乎不影响过渡性能.

图5所示为背靠背过渡结构的实物图片，由16个通道集成，通道间距6 mm.

图  5  背靠背过渡结构实物图片

Fig.  5  The photograph of the back-to-back transition structure

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由于过渡接口为50 Ω SSMP空气接口，非标准同轴，因此，本文采用SSMP转2.92 mm标准同轴、长约200 mm的测试电缆进行测试. 此非标电缆无法直接通过矢量网络分析仪进行校准，为了对测试结果中的测试电缆损耗进行补偿，本文单独对测试电缆进行了测试，图6所示为测试电缆的实物图片及其测试|S₁₂|. 图7所示为图5实物的典型测试结果. 可以看出：在0.5~40 GHz频带内，|S₁₁|≤−10 dB，满足工程化要求，补偿后的测试|S₁₂|（背靠背结构，补偿值为测试电缆损耗的两倍）与仿真|S₁₂|（背靠背结构，此值为图3仿真结果的两倍）略有差距，这主要是由加工、装配等误差和测试环境造成的驻波特性恶化以及约13 mm长的传输线损耗（高频段约0.2 dB）导致的.

图  6  测试电缆实物图片及其测试|S₁₂|

Fig.  6  The photograph and measured |S₁₂| of the test cable

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图  7  典型测试结果及与仿真结果的对比

Fig.  7  The typical measured results of the transition and the comparison with the simulated results

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4   结　论

本文提出了一种通过键合实现带状线组件到射频连接器的过渡方式，并对此过渡结构进行了理论分析，尤其是采用类比法给出了键合台面的特性阻抗公式. 同时，对此射频连接器以及过渡结构的背靠背形式进行了加工、测试，测试结果符合工程应用要求. 此过渡结构采用键合这种公认可靠的软性互连方式，可以缓冲热应力，因此特别适用于对环境可靠性要求高的射频组件中.