Design and realization of dual-band power amplifier based on balanced structure
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摘要: 并发式双波段功率放大器一直是5G通信技术研究的热点之一. 当双频激励信号同时出现时，传统的双波段功放会由于双频信号所产生的调制效应导致阻抗匹配恶化，甚至出现失配的情况. 针对此问题，文中设计了一款能够同时在GSM900和TD-LTE频段工作的功放，其利用平衡结构，优化其匹配特性，将阻抗失配所产生的反射分量通过双频耦合器消除，从而很大程度上改善调制效应所导致的失配问题，改善输出、输入端口的驻波情况，提升功放的性能以及稳定性. 首先基于π型阻抗变换结构，设计一款并发双波段3 dB定向耦合器，此外为避免出现双频阻抗变换器计算繁琐和空间布局困难的情况，在支路放大电路采用π型和T型结合的双频阻抗变换器，经过理论推导和仿真，可实现任意频率的两个不同阻抗变换，最终实现工作在GSM900和TD-LTE频段的平衡式并发双波段功放. 本设计基于ADS仿真平台，选用GaN晶体管CGH40010F进行设计仿真，并以Rogers4350b板材制作实物. 实测结果显示：在900 MHz和2.6 GHz两个频段上匹配良好，与传统并发双波段功放相比较，本文提出的功放结构能够显著优化匹配性能，驻波系数有明显降低，饱和输出功率为44.6 dBm和43.3 dBm；相比于单管功放的饱和输出功率提升了一倍，两个工作频段上功率附加效率（power added efficiency, PAE）分别为62%和64%，实测与仿真差距较小，具有较好的一致性. 通过分析与测试，该功放结构能够很好地适应无线通信系统的发展需求.Abstract: Dual-band power amplifiers have been one of the hot spots in 5G research. When dual-band excitation signals appear at the same time, the traditional dual-band power amplifier will deteriorate the impedance matching due to the modulation effect produced by the dual-frequency signal, even mismatch occurring. For the problems mentioned above, a power amplifier with a balanced structure is proposed which can work at GSM 900 and TD-LTE band. thus continuously optimizing its matching degree, and the reflection component caused by impedance mismatch is eliminated by dual frequency coupler, thereby the impedance mismatch caused by modulation effect can be improved largely. Firstly, this paper is based on π-type impedance transform structure , which design a concurrent dual-band 3 dB directional coupler. In addition ,in order to avoid the cumbersome calculation of the dual-frequency impedance converter and difficult space layout, the branch amplifier circuit adopts a dual-frequency impedance converter model combining π-type and T-type. Through theoretical derivation and simulation of power amplifier, this structure can realize different impedance transformations at any frequency. Finally, the power amplifier can be applied in both GSM900 and TD-LTE at the same time. The design is based on the ADS simulation platform, and the GaN transistor CGH40010F is selected for the design simulation. Meanwhile, the Rogers 4350b sheet is used to make a material object. The measured results show that it can match with 900 MHz and 2.6 GHz frequency bands very well, compared with traditional concurrent dual band power amplifier, the power amplifier structure proposed in this paper can optimize the matching performance significantly, and the VSWR has been reduced effectively. Saturated output power is 44.6 dBm and 43.3 dBm. Compared with the single power amplifier, the saturated output power has doubled. The PAE on the two working frequency bands is 62% and 64%, respectively, where is a small gap between actual measurement and simulation, which has good consistency. By analysis and test, the power amplifier can adapt to the development needs of wireless communication systems well .
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引 言
无线通信技术发展速度快，影响范围广，而功率放大器(以下简称功放)是无线通信系统中的核心部件之一，影响着系统的整体性能[1]. 随着技术的发展，通信标准也日新月异. 由于通信标准不一致，导致出现多个系统共存的现象，造成了资源浪费[2]. 而传统的宽带结构功放已经无法满足如今的频率跨度和高效率的要求，因此能够进行多标准、多模式工作的功放就显得尤为重要[3]. 此外，GSM频段为国际电信联盟指定的蜂窝式无线通信系统的频段，其中GSM900为应用最广泛的频段，被应用在世界绝大部分区域；中国移动主管部门主导发展的TD-LTE技术在数据传输速率、频谱利用率等方面具有非常显著的优势，成为攻克5G的有力技术武器之一[4]. 社会的发展对通信技术提出了更高的要求和挑战，所以研发一款同时具有GSM900和TD-LTE优势并且能够兼容GSM900和TD-LTE通信标准的功放就变得尤为重要. 并发双波段功放成为解决上述问题的首要选择，它能够覆盖多个通信频段，从而使得一个通信系统可以兼容多种通信标准，为解决频谱资源匮乏的问题提供了新的思路.
避免调制效应的影响是并发双波段功放研究的重点与难点之一. 当双频信号同时对功放进行激励时，两个频率的信号会互相影响，发生调制，此时匹配网络与输入信号不再适配，直接导致反射损耗增大，效率较低，甚至失去稳定性、烧毁器件等一系列不良后果.
文献[5]中Keshavarz等人提出的Doherty双波段功放两个频段跨度较小，依靠隔离结构实现两个波段的正常工作，但是电路复杂，输出功率较低，带负载能力弱. 文献[6]利用PIN开关实现三个频段的可重构，缺点是无并发功能且不能有效避免调制效应导致的不良后果. 文献[7]中Bassem M Abdelrahman等人在2017年提出的多波段功放可以在三个频段工作，但是由于反相网络和相位偏移线的加入，使得求解过程复杂，且在每个频段的工作带宽均小于100 MHz，使用范围受限，不满足当今通信系统的发展要求.
为了能够兼容GSM900和TD-LTE两种不同的通信标准，本文提出一款工作在900 MHz和2.6 GHz的平衡式并发双波段功放，利用平衡结构能够优化匹配特性，改善调制效应所导致的失配问题，改善输出、输入端口的驻波情况，提升工作频段上的性能以及稳定性；此外，本文采用中频失配的方法使得电路在两个工作频段之间出现传输零点，增加其隔离度. 本设计使用安捷伦公司的射频电路仿真软件ADS、 CGH40010F晶体管、Rogers4350b板材进行电路仿真设计与实物制作，实测与仿真结果相差较小，具有一致性，说明本设计能够在两个频段同时实现高效率、大功率输出，输入、输出端的驻波系数水平较低，同时也证明了平衡结构是改善并发双波段功放调制效应的有效方法.
1 平衡式功放
1.1 平衡式功放原理
功放作为无线通信系统最重要的部件之一，在设计时一般按照最大功率输出的原则进行阻抗匹配. 但由于输入信号的特点，双波段功放很难做到阻抗的绝对匹配，必然会由于阻抗的不连续性产生信号反射以及激荡，系统整体的性能直线下降，甚至会由于阻抗失配烧坏器件，使系统瘫痪. 使用平衡式功放结构可以有效改善上述情况，从两路支路功放输入/输出端反射的信号分量被耦合器的负载电阻所吸收，改善阻抗匹配效果，减小能量损耗，提升电路稳定性并提升效率.
平衡式功放属于功率合成技术的范畴，如图1所示，它由两个相同的支路放大电路和两个耦合器构成[8]. 其中，耦合器对信号进行功率分配与合成，并且起到隔离反射信号的作用.
平衡结构的输入输出理想驻波比(voltage standing wave ratio,VSWR)为1，能够明显改善驻波性能特点. 发生阻抗失配时，信号传输到失配界面时，由于耦合器的存在，会产生90°相位差，因失配产生信号反射将再次叠加90°相位差，从而将调制效应导致失配的输入信号抵消；而未失配的信号分量能够顺利通过阻抗匹配网络进行放大输出，以此改善匹配特性，提升了系统的稳定性. 此外，由于平衡结构为双晶体管结构，使得功放能够以较高的功率输出。
1.2 并发双波段3 dB定向耦合器
本文基于传统3 dB分支线定向耦合器，提出一款基于π型结构的并发双波段3 dB定向耦合器. 传统的3 dB分支线定向耦合器由两对特征阻抗不同的四分之一波长微带线构成，受限于阻抗匹配性质，只能工作在一个较窄的频段及其奇次谐波处[9]. 本设计提出的并发双波段3 dB定向耦合器通过π型阻抗变换器实现任意频率的两个不同阻抗变换，如图2所示，它由一对终端短路的枝节和一段传输线组成，此结构在一定的条件下可以等效为一段四分之一波长微带线[10].
本设计采用添加短路微带枝节的方式与90°微带线等价，实现双频阻抗变换器的设计，其结构如图3所示[11].
理想条件下，信号从端口1输入耦合器中，将被按比例分配至端口2和端口4输出，信号从端口2输出会比端口4输出相位提前90°. 由于该结构的耦合器具有严格的对称性，所以输入端口被反射的信号将通过端口3被负载电阻吸收，避免对信号产生影响[12]. 综合上述分析可知，将该双波段3 dB定向耦合器运用于平衡式双波段功放中，即使两路放大电路的输入/输出端有较强的反射信号，也会被耦合器的负载电阻吸收，从而很大程度上降低驻波系数，提升电路的稳定性[13].
运用ADS软件对提出的并发双波段3 dB定向耦合器结构进行仿真，电路图和仿真结果分别如图4和图5所示. 从图5的S参数仿真结果分析可知：在900 MHz处，该耦合器的S11达到–48.7 dB，S21和S31分别为−2.98 dB和−3.12 dB；在2.6 GHz处，该耦合器的S11达到−23.95 dB，S21和S31分别为−3.21 dB和−3.07 dB，表明本文提出的并发双波段3 dB定向耦合器在两个频段上都有较好的耦合度、隔离度，能够与平衡式放大器相适配.
2 并发双波段支路放大电路设计
2.1 并发双波段功放原理
随着通信技术的发展，通信标准也日新月异，传统的通信系统无法兼容不同通信标准，不仅提高了通信系统的成本，而且还对通信系统的可靠性产生了威胁，因此能够兼容不同通信标准的通信系统变得越来越重要. 多波段功放是指一种能够同时兼容多个频点或者频段信号，并对其起到放大作用的功放，是多标准通信系统的核心部件. 此种功放的输入、输出匹配电路是基于并发结构进行设计的. 与单频点功放相比，多波段并发结构能够同时工作在多个频段，节约成本；与可重构技术相比，多波段并发结构无需射频开关切换工作状态，并且易于实现小型化，对未来小型化高性能的无线通信技术具有重要的意义.
本文提出一款基于T型和π型的阻抗变换器，并在这种结构的基础上改进了传统功放的偏置电路和匹配电路，其结构如图6所示.
2.2 并发双波段匹配电路设计
实现双波段阻抗匹配需要依赖于双波段阻抗变换器. 本文在输出匹配网络部分采用π型阻抗变换器的基础上引入T型结构，结构如图7所示.
该双频阻抗变换器可实现两个不同工作频率的不同复数阻抗到相同实数阻抗的变换. 首先利用微带线A将不同频率的复数阻抗转化为实部相同的复数阻抗. 假设晶体管在f1、f2频率处对应的阻抗分别为：
ZS1=RS1+jXS1(f1), (1) ZS2=RS2+jXS2(f2). (2) 根据传输线理论得，ZS1和ZS2经过微带线A后的阻抗为
ZO(f)=ZAZS+jZAtan(θA)ZA+jZStan(θA). (3) 式中：ZA和θA分别代表微带线A的特性阻抗和电长度；ZS为不同频率下对应的输入阻抗值. 微带线A要取消阻抗值与频率之间的依赖性，则需要满足条件：
ZA=√XS1−XS2RS1−RS2(RS1XS2+RS2XS1)+RS1RS2−XS1XS2, (4) θA=1f2/f1−1(kπ+arctan((RS2−RS1)ZaRS1XS2+RS2XS1)). (5) 若微带线A同时满足式(1)~(5)，则ZS1和ZS2将被转化为实部相同的复数阻抗. 此外，利用微带线B、C组成双边带结构将不同频率下ZO（ f ）对应的虚部进行抵消. 假设Bx1和Bx2分别为经过微带线A后f1、f2对应的复数阻抗的虚部，若要抵消两者的虚部，则需要Bx1和Bx2为0，此时需满足条件：
YBtan(θB)−YCcot(θC)+Bx1=0, (6) YBtan(mθB)−YCcot(mθC)+Bx2=0, (7) m=f2/f1. (8) 联立式(6)~(8)，解得微带线B、C之间的关系式：
YC(tan(θ2)−tan(mθ2))=YB(cot(θ1)−cot(θ1)). (9) 此时虚部被抵消，成为已将双频阻抗转化为相同的实数阻抗ZM. 随后将ZM输入到π型阻抗变换器中，通过在π型结构枝节上并联一段短路枝节微带线来降低或除掉两个频率对变换后阻抗值的影响，从而通过π型阻抗变换器实现与晶体管的阻抗匹配.
使用ADS对匹配电路进行设计和仿真，通过双向牵引得晶体管的最佳阻抗如表1所示.
表 1 晶体管最佳输入/输出阻抗Tab. 1 Transistor optimum input/output impedance工作频率 最佳源阻抗 最佳负载阻抗 900 MHz 7.1+10.2j 25.0+23.0j 2.6 GHz 5.6–3.3j 13.2+12.3j 以获得最大输出功率为目的，将负载阻抗进行共轭匹配，在ADS搭建的阻抗匹配电路仿真如图8所示，仿真结果如图9所示.
从图8电路图可知，两个频率对应的不同阻抗共用同一个匹配网络，保证了匹配网络参数不变的前提下实现不同阻抗的匹配. 对上述匹配电路进行单音激励仿真，从图9的仿真结果看出：在900 MHz和2.6 GHz附近输入匹配电路和输出匹配电路的S21都接近理想值0，输出匹配电路的S11在900 MHz和2.6 GHz处分别达到了–40 dB和–37.36 dB，输入匹配电路的S11在900 MHz和2.6 GHz处分别达到了–33 dB和–34.5 dB，且每个频带均能达到200 MHz以上的工作带宽，说明该匹配网络性能较好，对电路中信号损耗较小，能够实现900 MHz和2.6 GHz的阻抗匹配.
2.3 偏置电路设计
偏置电路为功放提供直流能量的同时确定晶体管的静态工作点，传统的偏置电路在四分之一波长微带线和高低电容滤波网络的基础上进行设计，适用带宽较小，难以与频率跨度较大的功放匹配，故本设计使用双波段漏极偏置电路和超宽带栅极电路进行直流供电. 并发双波段漏极偏置电路通过终端短路的T型阻抗变换器实现，其结构如图10所示.
本文在栅极采用超宽带偏置电路，通过增加其对工作频率的兼容性从而提升整体电路的鲁棒性，电路结构如图11所示. 其中高低电容滤波网络以及四分之一波长微带线起到隔绝交流信号的作用，增加了电路稳定性.
3 平衡式并发双波段功放设计
将前文设计的并发双波段3 dB定向耦合器与双波段支路放大电路进行工作频段匹配，并按照图1结构图进行连接与调试. 本设计基于ADS平台进行设计与仿真，所设计的平衡式双波段功放电路板如图12所示.
GaN晶体管具有高击穿电压、较宽的工作频带、低寄生电容等特点，尤其是其较高的耐压能力特别适合设计高输出功放，综合考虑晶体管的工作频带、稳定性、获取难度、实验成本等因素，CGH40010F晶体管成为本次设计的最佳选择. 为验证设计的正确性，选用CGH40010F晶体管和Rogers4305b高频板材制作平衡式并发双波段功放实物并进行调试，实物如图13所示.
3.1 增益、PAE仿真与实测
栅极偏置电压设置为–2.9 V，漏极偏置电压设置为28 V，此时晶体管偏置在AB类模式，具有良好的线性度与效率性能. 在输入功率为29 dBm的条件下进行测试，该功放工作在900 MHz时性能仿真实测对比如图14所示. 图14（a）为增益和PAE受输入功率变化影响曲线，对该功放进行小信号仿真时，通过仿真得其增益大致为17 dB，且随着输入功率的增加，增益出现压缩，通过仿真得其当输入功率为29 dBm时，增益约为15.6 dB，PAE仿真结果为62%，实测结果与仿真结果差异较小，效果良好. 图14（b）中，小信号时输出功率和输入功率之间存在线性关系，随着输入功率的增加，直到增益压缩时，该功放进入饱和区, 仿真得到输入功率为29 dBm时，输出功率达到44.6 dBm.
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图 14 单音激励900 MHz处性能仿真和实测对比Fig. 14 Comparison of simulation and measurement at 900 MHz by one tone excitation功放在2.6 GHz时的各项性能如图15所示，通过仿真结果得知，当输入功率为29 dBm时，增益为14.3 dB，输出功率达到43.3 dBm，对应的PAE为54%，实测结果与仿真结果差距较小，效果良好. 综合上述仿真结果，该功放在单音信号的激励下，性能良好，能够保持高效率、高增益输出，且增益平坦度较为良好.
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图 15 单音激励2.6 GHz处性能仿真和实测对比Fig. 15 Comparison of simulation and measurement performance at 2.6 GHz by one tone excitation3.2 隔离效果仿真与测试
当给予该功放双音激励时，两个频率的信号必然会出现调制现象，以900 MHz和2.6 GHz为中心频率设计的匹配网络会产生失配，信号反射与损耗增大，导致功放的增益、PAE以及稳定性降低，甚至损坏器件. 为了验证平衡结构优化匹配特性的特性，本节以2.2节中提出的并发双波段支路放大电路(以下称单路功放)与平衡式并发双波段功放(以下称平衡功放)进行对比.
图16给出了平衡功放与单路功放在整个工作带宽内增益以及PAE随频率变化的仿真与实测结果. 由仿真结果可以看出，平衡功放在900 MHz和2.6 GHz附近的频带内，增益约为14 dB，且平坦度较好，PAE>55%. 1.8 GHz附近平衡功放的增益约为2 dB，而单路功放停留在6 dB左右，平衡功放的PAE接近0，单路功放PAE为20%，实测结果与仿真结果具有较强的一致性，且差距较小。原因是平衡功放的工作频段产生的失配信号分量经失配界面与耦合器叠加产生180°相位差，相互抵消，使得两个工作频段增益更平坦；由于中频失配电路特性，绝大部分信号在此处被失配反射，被平衡结构抵消吸收，这就使得平衡功放拥有比单路功放更理想的传输零点，具有更高的隔离度，能够有效抑制调制效应对功放性能的影响.
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图 16 功放特性仿真和实测对比Fig. 16 Comparison of simulation and measurement of power amplifier characteristics图17给出了双音激励条件下900 MHz和2.6 GHz频点处平衡功放随输入功率增加各项性能的变化情况，并与单路功放进行比较. 当给予双音激励时，由于调制效应的存在，相比于单音激励时各项性能会有不同程度的恶化. 从仿真结果看，两个频点下平衡功放平均增益约为13.5 dB，单路功放平均增益为9.6 dB，由于平衡功放为双管结构，理论上增益将比单路功放大3 dB，但平衡功放比单路功放增益提升了3.9 dB，说明平衡结构优化了匹配性能，减小了射频信号的损耗，使得增益更为平坦. 在图18(b)中，平衡功放与单路功放的仿真平均PAE分别为58%和49%，说明平衡结构将失配的信号分量消除，提升了效率和稳定性，相比于单路功放具有更佳的性能.
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图 17 双音激励不同频率处增益和PAE对比Fig. 17 Comparison of performance by two tone excitation at different frequencies![]()
图 18 双音激励不同频率处VSWR仿真和实测对比Fig. 18 Comparison of VSWR by two tone excitation at different frequencies: simulation and measurementVSWR仿真和实测对比情况如图18所示. VSWR的实测结果相比于仿真结果略有恶化，但在900 MHz和2.6 GHz两个工作频点及附近频段实测与仿真结果相差较小. 与单路功放相比，平衡功放的VSWR在工作频带内明显小于单路功放，VSWR越小反映匹配特性越好，即说明平衡结构改善了功放输入及输出端口的VSWR情况，优化了匹配特性，提升了稳定性. 由于测试实验器材电压和电流的波动，以及实物电路对射频信号产生一定消耗，使得平衡功放的实测结果与仿真理论值产生一定的偏差；此外实物由于寄生参数的影响，参与谐振的整体电容值增大，导致频率特性产生少许偏移，仿真与实测曲线波腹产生少许偏差，属于正常现象.
将本文所设计的平衡式双波段功率放大器与文献[14-16]提出的功率放大器从五个方面对比分析，结果如表2所示. 可以看出，本文提出的功放结构，由于平衡结构的加入，拥有更理想的传输零点和更少的反射分量，降低了反射信号对工作频带的影响，显著地优化了电路的匹配特性与稳定性，使得其不需隔离结构的加入便可达到良好的隔离效果. 相比于双路的双频Doherty功放，本设计有更高的输出功率优势，而与其他单路双频功放相比，新型的阻抗变换结构对信号消耗更小，效率更高.
表 2 同类型功放性能对比Tab. 2 Performance comparison of the same type of amplifiers4 结 论
本文提出了一款能够同时适用GSM900和TD-LTE网络的平衡式双波段功率放大器，并以平衡结构改善了由于双频信号导致的调制效应的影响. 使用ADS进行设计与仿真，并制作了实物. 在信号输入和输出端都使用了双波段3 dB定向耦合器对信号功率分配与合成. 此外在支路放大电路采用了新型并发双波段结构，最终设计的平衡式并发双波段功率放大器具有高输出功率、高效率、良好匹配效果、低VSWR等特点. 实测结果表明，该功放工作在900 MHz时，饱和输出功率为44.6 dBm，最大PAE达62%；功放工作在2.6 GHz时，饱和输出功率为43.3 dBm，最大PAE达64%. 通过与单路并发双波段功放对比，平衡功放能够在1.8 GHz附近形成传输零点，能够在两个工作频段之间起到隔离的作用；优化了在两个工作频段上的匹配效果，使其具有更为平坦、稳定的增益和输出能力. 平衡结构解决了传统并发双波段功率放大器双频激励信号形成的调制效应引发的匹配失衡、增益牺牲等现象，显著提升了该功放的输出能力，电路简单、小巧. 在面向未来的多种协议、标准并存的通信系统，平衡式并发双波段功放具有较强的现实意义.
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图 14 单音激励900 MHz处性能仿真和实测对比
Fig. 14 Comparison of simulation and measurement at 900 MHz by one tone excitation
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图 15 单音激励2.6 GHz处性能仿真和实测对比
Fig. 15 Comparison of simulation and measurement performance at 2.6 GHz by one tone excitation
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图 16 功放特性仿真和实测对比
Fig. 16 Comparison of simulation and measurement of power amplifier characteristics
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图 17 双音激励不同频率处增益和PAE对比
Fig. 17 Comparison of performance by two tone excitation at different frequencies
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图 18 双音激励不同频率处VSWR仿真和实测对比
Fig. 18 Comparison of VSWR by two tone excitation at different frequencies: simulation and measurement
表 1 晶体管最佳输入/输出阻抗
Tab. 1 Transistor optimum input/output impedance
工作频率 最佳源阻抗 最佳负载阻抗 900 MHz 7.1+10.2j 25.0+23.0j 2.6 GHz 5.6–3.3j 13.2+12.3j 
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