Low profile bearable UHF/L dual-band CP directional antenna in a shared aperture
-
摘要: 机/车载多体制通信、测控、探测等多无线系统并存，天线林立，天线间耦合干扰严重，同时与高速机/车薄壁外壳共形的天线还需具有较强承载能力. 本文设计了一种适于车壳共形的低剖面可承载双频共口径定向圆极化缝隙天线. 天线主体采用开口缝隙的形式来实现天线的小型化和宽带设计，利用微带线来进行耦合馈电. 通过在低频天线中心开槽嵌入高频天线，从而实现双频天线的共口径，并使用多馈法来实现圆极化. 天线采用FR4介质填充，介质最大厚度为最低频率对应波长的5%. 这种金属与介质的混合立体结构也大大增强了天线的承载能力. 实测结果表明：在UHF波段，天线的阻抗带宽为75 MHz(0.303~0.378 GHz)，轴比带宽为50 MHz(0.32~0.37 GHz)；在L波段，天线的阻抗带宽为550 MHz(1.18~1.73 GHz)，轴比带宽为420 MHz(1.10~1.52 GHz)；在测试压力达到390 kg/cm2时，天线形变3%，天线依然能正常工作. 实测结果与仿真结果基本一致. 该天线具有低剖面、共口径、可承载、双频和圆极化的特点，为车载无线通信系统提供了一种新颖实用的共形天线结构，且其既可以与车壳共形，也可以嵌入车壳直接作为外壳使用.Abstract: The airborne/vehicle multi-system communication, measurement and control, detection and other multi-wireless systems coexist, multiple antennas are scattered correspondingly, and the interference between the antennas are serious. Meanwhile, the airborne/vehicle conformal antenna needs to have strong carrying capacity. This paper designs a low profile bearable dual band CP directional slot antenna suitable for car shells in a shared aperture. The antenna body adopts the form of open slots to realize the miniaturization and broadband performance, and the microstrip line is used to feed the slot via the coupling. The shared aperture dual band antenna is realized by slotting and embedding high-frequency antenna in the low-frequency antenna. The circular polarization is realized by using the multi-feed method. The antenna is filled with substrate FR4, the maximum thickness of which is 5% of the wavelength corresponding to the lowest frequency. This hybrid metallic and dielectric stereoscopic structure greatly enhances the carrying capacity of the antenna. The measured results show that the impedance bandwidth of the antenna is 75 MHz (0.303−0.378 GHz) and the axial ratio bandwidth is 50 MHz (0.32−0.37 GHz) in UHF band. In the L-band, the impedance bandwidth of the antenna is 550 MHz (1.18−1.73 GHz), and the axial ratio bandwidth of the antenna is 420 MHz (1.1−1.52 GHz). When the pressure reaches 390 kg/cm2, the antenna can still work normally with a deformation of 3%. The measured results are basically consistent with the simulation results. The antenna has the characteristics of low profile, shared aperture, dual band and circular polarization, which provides a novel and practical antenna structure for vehicle wireless communication system, and can be embedded in the vehicle shell as part of the shell.
-
引 言
随着无线传输的发展，尤其是多功能的机车载无线节点已成为无线自组织网络的关键. 机/车载多体制通信、测控、探测等多无线系统多天线并存，尤其是外置天线林立，易干扰、易遮挡、隐身性差、易暴露，迫切需要与机/车壳体共形的多频共口径天线，且其既具有天线的辐射特性，又可直接作为车的外壳使用.
现代无线通信技术快速发展，许多新型无线接入设备不断涌现，使得汽车或者飞机等载体必须支持多种无线通信系统和广播系统，包括不同频段的无线电台、对星通信系统等. 当多个体制的无线系统共存时，不同的无线服务工作在不同的频段，所以需要在移动载体上安装众多不同的天线，导致车顶多种天线并存. 由于载体上只有少数特定的区域可以安置天线，为了解决这个问题，以前的很多研究都集中在多频天线方面. 近年来，共口径天线因其一个孔径可覆盖多个频段，大大提高了口径的利用效率，逐渐引起了大家的注意[1-6].
最常见的车载天线形式包括单极子[7-8]、螺旋天线[9-10]和印刷天线等[11-14]. 单极子和螺旋天线剖面高度与波长呈一定比例，从而导致天线的剖面较高，降低了载体的隐身性能. 印刷天线包括平面单极子、缝隙天线和环天线等，这些天线剖面较低，但是这种多频天线往往在不同频段的方向图差别较大，方向图稳定性较差；另一方面，印刷天线受尺寸和剖面的限制，天线带宽较窄，需要在多个频段进行阻抗匹配.
共口径天线可以将多个频段或者多个极化的天线组合起来，大大提升了口径的利用效率，近年来受到大家的广泛关注. 和多频天线不同，共口径中每个频段的天线一般都需要独立设计，阻抗匹配更加简单容易，且天线方向图更加方便控制. 共口径天线主要有三种形式：1）天线单元分散放置，利用双频馈电网络对天线进行馈电[15]，这种方法对口径的利用效率不够充分；2）层叠法[16]，通过将高频天线单元放置在低频天线单元的上方，高频天线单元的馈电可以通过同轴探针穿过在低频天线单元中的过孔来进行馈电，但探针的引入可能会增加高低频之间的耦合；3）嵌入法[1]，通过将多个高频天线单元嵌入到低频天线单元中间，天线单元都独立设计，很容易实现宽带效果.
本文设计了一种低剖面可承载UHF/L双频共口径圆极化定向天线，天线主体采用开口缝隙的形式来实现天线的小型化和宽带设计，利用微带线来进行耦合馈电. 通过在低频天线中心开槽嵌入高频天线，实现双频共口径天线. 该天线具有低剖面特性，且剖面的电尺寸很小，大大强化了载体的隐身效果；且由于天线介质填充了FR4，这种金属与介质的混合立体结构使得该天线具有较强的承载能力，既可以与车壳体共形，也可以直接作为车壳体的一部分使用，可以应对复杂物理环境.
1 天线设计
1.1 双频共口径圆极化天线设计
UHF/L双频共口径天线的设计流程为：1)分别进行UHF和L波段的独立天线设计(如图1(a)和(b)所示)，且满足所需的阻抗带宽、轴比带宽、剖面高度等要求；2)在低频天线中嵌入高频天线（如图1(c)所示），进行联合仿真和调试，使得天线在UHF和L波段的阻抗带宽和轴比带宽性能指标良好、方向图稳定.
如图1(a)所示，嵌入到共口径天线中的高频天线为多层结构，微带线和天线之间高度差为h1，填充介电常数为2.5的介质Arlon AD250c；天线和地板之间高度差为h2，填充介电常数为4.3的介质FR4. 高频天线为旋转对称结构，由两组沿x轴方向和y轴方向的对称开口缝隙组成，馈电的同轴线和微带线也是旋转对称的，可以由任一单元旋转0°、90°、180°和270°得到. 高频天线圆极化通过对四个同轴线顺时针馈入幅度相同，相位分别为0°、90°、180°、270°的信号得到. 通过将四个开口缝隙的远场进行矢量叠加，得到圆极化电磁波.
如图1(b)所示，低频天线的基本形式与高频天线相似. 为减小共口径时高频天线加入所产生的影响，低频天线在仿真时将天线中间除地板外的金属和介质挖去W5
× W5尺寸大小的洞. 低频天线由四个旋转对称的开口缝隙组成，相应的馈电微带线和同轴线也是旋转对称的，从而保证每一个开口缝隙的边界条件和激励情况是相同的. 与高频天线类似，低频天线也为多层结构，微带线和天线之间为高度h3，填充介电常数为4.3的介质FR4；天线和地板之间为高度h2，填充介电常数为4.3的介质FR4. 同样的在高度h4的FR4背面为金属板，用来反射电磁波，从而实现天线的定向辐射. 低频天线的圆极化同样是通过对四个同轴线顺时针馈入幅度相同，相位分别为0°、90°、180°、270°的信号合成得到.把双频共口径圆极化天线两个频段的天线集中在一个口径中，结构如图1(c)所示. 可以看出，低频天线放置在共口径天线的外围，高频天线放置在共口径天线的中心，两者共用一块金属地板，如图1(a)所示. 文献[17-19]中采用开口缝隙的形式及其变形来展宽天线带宽，本文中高频天线也采用开口缝隙的形式来得到较宽的阻抗带宽. 开口缝隙利用微带线来进行激励，同时采用背馈的形式利用同轴线来对微带线进行馈电. 图1中每个开口缝隙一端开路，另一端短路，通过调整微带线的馈电位置可以得到很好的匹配结果. 同时由于开口缝隙这种终端开路结构，只需要1/4个波长就可以达到天线的谐振状态，从而实现天线的小型化.
经过仿真优化得到天线主要参数的最佳结果如表1所示.
表 1 仿真优化得到的天线主要参数Tab. 1 Main parameters of antenna after simulation optimizationmm 参数 取值 参数 取值 L2 32.5 L7 800.0 L3 100.0 W1 10.0 L5 180.0 W4 55.0 L6 500.0 W5 180.0 双频共口径天线仿真回波损耗和轴比参数分别如图2和图3所示. 在0.316~0.383 GHz频段内|S11| <−10 dB，1.17~1.6 GHz频段内|S11| <−10 dB. 在0.3~0.4 GHz频段内轴比<3 dB，1.03~1.73 GHz频段内轴比< 3 dB.
![]()
图 2 双频共口径天线在UHF和L波段的|S11|Fig. 2 |S11| of the shared aperture dual band antenna at UHF and L band![]()
图 3 双频共口径天线在UHF和L波段的轴比Fig. 3 Axial ratio of the shared aperture dual band antenna at UHF and L band1.2 天线承载特性与低剖面特性分析
对于金属面来说，入射波与反射波之间的相位差为180°，为获得天线方向性系数的最大值，天线与地板需要保持
λ /4的距离，以利用波程差来弥补相位差. 共口径天线通过在天线与地板之间填充介电常数为4.3的高介电常数介质FR4，从而减小了天线的实际剖面高度.此外，该共口径天线为多层3D立体结构，填充介质为实心、一体化、厚度为50 mm的FR4，该3D混合结构具有较强的承载能力，即将一定的压力施加于该天线时，天线形变很微弱，保证了天线的电性能基本稳定.
1.3 双频天线共口径机理分析
图4给出了UHF波段天线在f =350 MHz时的表面电流分布. 可以看出，电流主要分布在缝隙周围，在天线中心红色虚线区域之内，表面电流非常小. 因此在低频天线中间开槽嵌入高频天线，几乎不会对低频天线表面主要辐射的电流分布造成影响，天线方向图和阻抗参数也几乎不发生改变，还可以保持较高的隔离度. 图5为高低频天线之间的耦合系数|S21|随频率的变化曲线. 可以看出，|S21|在整个工作频带内都保持在较低的程度，均小于−20 dB，说明高低频天线间保持较好的隔离度，天线单元之间的耦合很小.
![]()
图 4 f=350 MHz时UHF波段天线表面电流分布Fig. 4 Surface current distribution on the UHF band antenna, f=350 MHz![]()
图 5 高低频天线间的耦合系数Fig. 5 Coupling coefficients between the high band and low band antenna2 天线的仿真分析
2.1 重要参数对共口径天线的性能影响
1） L1
L1为馈电微带线的长度，其对L波段天线的阻抗匹配很重要. 图6为L1=28 mm、31 mm和34 mm时|S11|随频率变化曲线. L1 =28 mm时，在1.17~1.7 GHz频段内|S11| <−10 dB，阻抗匹配良好；L1 = 31 mm时，1.158 5~1.6 GHz频段内|S11|<−10 dB，|S11|最小值小于−30 dB；L1 = 34 mm时，1.19~1.5 GHz频段内|S11| <−10 dB. 可以看出，随着L1增大，天线的阻抗匹配频带整体往低频搬移. 选择L1 = 31 mm，在高频工作频带内天线的阻抗匹配良好.
2） L4
L4为馈电微带线的长度，图7为L4 = 171 mm、181 mm和191 mm时|S11|随频率变化曲线. L4 =171 mm时，0.36 GHz左右|S11| <−25 dB，阻抗匹配特别好；L4=181 mm时，0.316 ~0.379 GHz频段内|S11| <−10 dB，|S11|最大值小于−14 dB，阻抗匹配比较平稳；L4= 191 mm时，0.33 GHz左右|S11| <−25 dB，阻抗匹配特别好. 随着L4数值的增加，天线的阻抗匹配频带整体往低频搬移. 选择L4 = 181 mm，此时在低频工作频带内天线的阻抗匹配良好.
经过设计优化，共口径天线参数的最佳尺寸如表2所示.
表 2 优化后的天线参数Tab. 2 Optimized antenna parametersmm 参数 取值 参数 取值 L1 31.0 W2 2.0 L2 32.5 W3 3.0 L3 100.0 W4 55.0 L4 181.0 W5 180.0 L5 125.0 h1 1.0 L6 500.0 h2 25.0 L7 800.0 h3 6.0 W1 10.0 h4 50.0 2.2 独立天线与共口径天线回波损耗对比
独立天线可以单独工作在UHF和L波段，图8给出的是双频共口径天线与独立天线在UHF和L波段的|S11|仿真对比图.
![]()
图 8 双频共口径天线与独立天线在UHF和L波段的|S11|对比Fig. 8 Comparison between the shared aperture dual band antenna and the individual antenna on |S11| at UHF and L band在UHF波段，独立天线在0.314~0.38 GHz频段内|S11| <−10 dB；共口径天线在0.315~0.384 GHz频段内|S11| <−10 dB，两个频段内阻抗匹配均良好. 可以看出，尽管共口径天线在UHF波段的阻抗匹配频带由于L波段天线的影响，略微向高频偏移了一点，但是共口径天线在UHF波段内的阻抗匹配频带几乎保持不变，性能仍然良好.
在L波段，独立天线在1.15~1.6 GHz频段内|S11|<−10 dB；共口径天线在1.17 ~1.6 GHz频段内|S11| <−10 dB，阻抗匹配良好. 可以看出，尽管共口径天线在L波段内部分频点|S11|数值由于UHF波段天线影响，产生一点偏差，但是共口径天线在L波段的阻抗匹配频带几乎保持不变，性能仍然良好.
3 天线实验结果分析
最后，根据表2中的天线最佳参数加工了双频共口径天线，如图9所示. 高频天线和低频天线共用一块金属地板，高频天线被嵌入到低频天线中心.
3.1 回波损耗
图10为双频共口径天线在UHF和L波段|S11|的仿真与实测结果. 在阻抗带宽0.303~0.378 GHz共75 MHz频段内测试所得|S11| <−10 dB，相对阻抗带宽21.7%；在阻抗带宽1.18~1.73 GHz共550 MHz频段内测试所得|S11|<−10 dB，相对阻抗带宽39.2%. 两个频段内仿真与测试结果基本吻合，两者之间的差别主要由天线加工和实际安装中的误差造成.
![]()
图 10 双频共口径天线在UHF和L波段的|S11|仿真与测试结果Fig. 10 Comparison between the measured and simulated |S11| of the shared aperture dual band antenna at UHF and L band3.2 轴 比
图11为双频共口径天线在UHF和L波段轴比的仿真与实测结果. 在轴比带宽0.32~0.37 GHz共50 MHz频段内测试所得轴比<3 dB，相对轴比带宽14.5%；在轴比带宽1.10~1.52 GHz共420 MHz频段内测试所得轴比< 3 dB，相对轴比带宽32%. 由于测试环境的影响，以及加工所引入的工艺误差导致仿真与测试轴比之间存在一些误差.
![]()
图 11 双频共口径天线在UHF和L波段的轴比仿真和测试结果Fig. 11 Comparison between the measured and simulated axial ratio of the shared aperture dual band antenna at UHF and L band3.3 方向图
图12为共口径天线在频率为0.35 GHz时xoz面的归一化天线方向图. 此时天线测试所得半功率波束宽度约为66°，与仿真结果基本吻合.
![]()
图 12 f = 0.35 GHz时xoz面天线方向图仿真与测试结果Fig. 12 Measured and simulated pattern in xoz plane at f = 0.35 GHz图13为共口径天线在频率为1.3 GHz时xoz面的归一化天线方向图. 此时天线测试所得半功率波束宽度约为47°，与仿真结果基本一致.
![]()
图 13 f = 1.3 GHz时xoz面天线方向图仿真与测试结果Fig. 13 Measured and simulated pattern in xoz plane at f = 1.3 GHz3.4 增益曲线
图14给出了共口径天线在UHF和L波段天线增益随频率的变化曲线. 在0.3~0.38 GHz频段内，测试天线增益为−1.0~7.9 dB；在1~1.7 GHz频段内测试天线增益约为0.4~6.8 dB，两个频段内测试与仿真所得天线增益曲线基本吻合.
![]()
图 14 双频共口径天线在UHF和L波段的增益仿真与测试结果Fig. 14 Measured and simulated gain of the shared aperture dual band antenna at UHF and L band3.5 承载特性
双频共口径圆极化天线加载了厚度为50 mm的FR4介质基板，具有较强的承载特性. 图15为介质板FR4随外加压强变化所得到的形变曲线. 天线最大形变约为1.5 mm，即形变3%，此时介质板承受压强约为39 MPa，即390 kg/cm2.
![]()
图 15 介质FR4随压强变化所发生的形变量Fig. 15 Change in the thickness of the substrate FR4 varying with the intensity of pressure图16为双频共口径天线在UHF和L波段回波损耗随介质板厚度的变化曲线. 分别仿真了介质板由于外界压强导致的厚度减少0 mm、0.5 mm、1 mm和1.5 mm时回波损耗变化情况. 可以看出，随着介质板厚度减少量的增加，天线工作频段向高频偏移. 然而由于介质板的形变量最大仅有约1.5 mm，形变对天线回波损耗产生的变化几乎可以忽略不计，说明该天线具有较强的承载能力.
![]()
图 16 双频共口径天线在UHF和L波段的|S11|随介质板厚度变化曲线Fig. 16 The variation of the |S11|with the thickness of the substrate of the shared aperture dual band antenna at UHF and L band4 总 结
为解决机/车载多体制通信、测控和探测等多无线系统中多天线并存、耦合干扰严重的问题，同时为了满足部分机/车载壳体共形天线具有较强承载能力的需求，本文设计了一种新型低剖面可承载双频共口径圆极化天线. 该天线采用开口缝隙的形式，便于阻抗匹配和阻抗带宽展宽，分别在L波段和UHF波段实现了约40.8%和21.7%的相对阻抗带宽. 同时，利用多馈法来展宽轴比带宽，在L波段和UHF波段实现的相对轴比带宽分别为32%和14.5%. 天线采用FR4介质填充，介质最大厚度为最低频率对应波长的5%. 这种金属与介质的混合立体结构大大增强了天线的承载能力. 在测试压力达到390 kg/cm2时，天线形变3%，天线依然能正常工作. 实测结果与仿真结果基本一致. 天线剖面总体高度为60 mm，可以与壳体共形，甚至直接作为壳体使用，具有很好的视觉隐身效果. 该天线具有薄壁、共口径、可承载、双频和圆极化的特点，为车载无线通信系统提供了一种新颖实用的共形天线结构.
-
![]()
图 2 双频共口径天线在UHF和L波段的|S11|
Fig. 2 |S11| of the shared aperture dual band antenna at UHF and L band
![]()
图 3 双频共口径天线在UHF和L波段的轴比
Fig. 3 Axial ratio of the shared aperture dual band antenna at UHF and L band
![]()
图 4 f=350 MHz时UHF波段天线表面电流分布
Fig. 4 Surface current distribution on the UHF band antenna, f=350 MHz
![]()
图 5 高低频天线间的耦合系数
Fig. 5 Coupling coefficients between the high band and low band antenna
![]()
图 8 双频共口径天线与独立天线在UHF和L波段的|S11|对比
Fig. 8 Comparison between the shared aperture dual band antenna and the individual antenna on |S11| at UHF and L band
![]()
图 10 双频共口径天线在UHF和L波段的|S11|仿真与测试结果
Fig. 10 Comparison between the measured and simulated |S11| of the shared aperture dual band antenna at UHF and L band
![]()
图 11 双频共口径天线在UHF和L波段的轴比仿真和测试结果
Fig. 11 Comparison between the measured and simulated axial ratio of the shared aperture dual band antenna at UHF and L band
![]()
图 12 f = 0.35 GHz时xoz面天线方向图仿真与测试结果
Fig. 12 Measured and simulated pattern in xoz plane at f = 0.35 GHz
![]()
图 13 f = 1.3 GHz时xoz面天线方向图仿真与测试结果
Fig. 13 Measured and simulated pattern in xoz plane at f = 1.3 GHz
![]()
图 14 双频共口径天线在UHF和L波段的增益仿真与测试结果
Fig. 14 Measured and simulated gain of the shared aperture dual band antenna at UHF and L band
![]()
图 15 介质FR4随压强变化所发生的形变量
Fig. 15 Change in the thickness of the substrate FR4 varying with the intensity of pressure
![]()
图 16 双频共口径天线在UHF和L波段的|S11|随介质板厚度变化曲线
Fig. 16 The variation of the |S11|with the thickness of the substrate of the shared aperture dual band antenna at UHF and L band
表 1 仿真优化得到的天线主要参数
Tab. 1 Main parameters of antenna after simulation optimization
mm 参数 取值 参数 取值 L2 32.5 L7 800.0 L3 100.0 W1 10.0 L5 180.0 W4 55.0 L6 500.0 W5 180.0 
下载: 导出CSV
表 2 优化后的天线参数
Tab. 2 Optimized antenna parameters
mm 参数 取值 参数 取值 L1 31.0 W2 2.0 L2 32.5 W3 3.0 L3 100.0 W4 55.0 L4 181.0 W5 180.0 L5 125.0 h1 1.0 L6 500.0 h2 25.0 L7 800.0 h3 6.0 W1 10.0 h4 50.0
下载: 导出CSV
-
[1] 蔡明娟, 尹家贤, 刘克诚. 一种结构新型的双频双极化共口径微带天线[J]. 电波科学学报,2006,21(1):121-125. doi: 10.3969/j.issn.1005-0388.2006.01.024 CAI M J, YIN J X, LIU K C. New dual-frequency and dual-polarization coplanar microstrip antenna[J]. Chinese journal of radio science,2006,21(1):121-125. (in Chinese) doi: 10.3969/j.issn.1005-0388.2006.01.024
[2] 李业振, 梁仙灵, 金荣洪, 等. 集群通信与无线局域网多天线共口径设计[J]. 电波科学学报,2016,31(2):211-218. LI Y Z, LIANG X L, JIN R H, et al. Design of trunked communication and WLAN antenna used shared-aperture technology[J]. Chinese journal of radio science,2016,31(2):211-218. (in Chinese)
[3] 江莉, 蒋东, 张福顺. 机载双频共口径宽波束圆极化天线设计[J]. 西安电子科技大学学报,2017,44(2):52-56. JIANG L, JIANG D, ZHANG F S. Design of dual-band shared-aperture circularly polarized antenna with a wide beam for aircraft platforms[J]. Journal of Xidian University,2017,44(2):52-56. (in Chinese)
[4] 高志国, 王伟, 刘涓. 共口径双波段波导缝隙阵列天线设计技术[J]. 系统工程与电子技术,2018,40(10):2188-2194. doi: 10.3969/j.issn.1001-506X.2018.10.05 GAO Z G, WANG W, LIU J. Co-aperture dual-band waveguide slot array antenna design technology[J]. Systems engineering and electronics,2018,40(10):2188-2194. (in Chinese) doi: 10.3969/j.issn.1001-506X.2018.10.05
[5] 韩子卫, 郭宏福. 一种新型多层PCB多频段电场测量传感天线[J]. 电波科学学报,2019,34(4):536-543. HAN Z W, GUO H F. A novel multi-band sensing antenna for electric field measurement with multi-layer PCB layout[J]. Chinese journal of radio science,2019,34(4):536-543. (in Chinese)
[6] 姚凤薇, 田晓青, 商远波. 新型双波段共面微带/波导单脉冲天线设计[J]. 电波科学学报,2016,31(1):180-184. YAO F W, TIAN X Q, SHANG Y B. Design of a new dual-ban co-plane microstrip/waveguide monopulse antenna[J]. Chinese journal of radio science,2016,31(1):180-184. (in Chinese)
[7] EGASHIRA S, TANAKA T, SAKITANI A. Design of AM/FM mobile telephone triband antenna[J]. IEEE transactions on antenna & propagation,1994,42(4):538-540.
[8] FUJIMOTO K, JAMES J. Mobile antenna systems handbook[M]. Boston: Artech House, 1994.
[9] HAAPALA P, VAINIKAINEN P, ERATUULI P. Dual frequency helical antennas for handsets[C]// Proceedings of Vehicular Technology Conference-VTC, 1996: 336-338.
[10] ZHOU G. A non-uniform pitch dual-band helix antenna[C]// IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium, 2000: 274-277.
[11] 吴迪, 熊木清高. 车载电话用双频共面振子天线的设计[J]. 电波科学学报,2004,19(3):302-306. doi: 10.3969/j.issn.1005-0388.2004.03.010 WU D, XIONG M Q G. A design of dual-frequency coplanar dipole antenna for mobile phone. Chinese journal of radio science[J]. Chinese journal of radio science,2004,19(3):302-306. (in Chinese) doi: 10.3969/j.issn.1005-0388.2004.03.010
[12] LEELARATNE R, LANGLEY R. Multiband PIFA vehicle telematics antennas[J]. IEEE transactions on vehicular technology,2005,54(2):477-485. doi: 10.1109/TVT.2004.841535
[13] YEH S H, WONG K L, CHIOU T W, et al. Dual-band planar inverted F antenna for GSM/DCS mobile phones[J]. IEEE transactions on antenna & propagation,2003,51(5):1124-1126.
[14] 褚庆昕, 叶亮华. 小型双频E形缝隙手机天线[J]. 电波科学学报,2010,25(6):1073-1078. CHU Q X, YE L H. Compact dual-band E-shaped slot antenna for mobile phone application[J]. Chinese journal of radio science,2010,25(6):1073-1078. (in Chinese)
[15] ZHANG J D, WU W, FANG D G. Dual-band and dual-circularly polarized shared-aperture array antennas with single-layer substrate[J]. IEEE transactions on antenna & propagation,2016,64(1):109-116.
[16] ZHONG S S, SUN Z, KONG L B, et al. Tri-band dual-polarization shared-aperture microstrip array for SAR applications[J]. IEEE transactions on antenna & propagation,2012,60(9):4157-4165.
[17] LIU W, YIN Y, XU W, et al. Compact open-slot antenna with bandwidth enhancement[J]. IEEE antennas & wireless propagation letters,2011,10:850-853.
[18] ZHAO A P, RAHOLA J. Quarter-wavelength wideband slot antenna for 3–5 GHz mobile applications[J]. IEEE antennas & wireless propagation letters,2005,4:421-424.
[19] SIM C, CHUNG W, LEE C. Compact slot antenna for UWB applications[J]. IEEE antennas & wireless propagation letters,2010,9:63-66.
-
期刊类型引用(1)
1. 肖润均，石玉，李梅，张哲豪，唐明春. 一种用于宽角扫描共口径相控阵的高性能天线单元. 电波科学学报. 2023(03): 414-420 . 
本站查看
其他类型引用(1)
计量
- 文章访问数: 899
- HTML全文浏览量: 240
- PDF下载量: 129
- 被引次数: 2
