2019, Vol. 34
现如今通信技术的迅猛发展使得市场上的通信设备不断朝着高速、高容量的趋势发展, 这也对设备中的天线提出更严格的要求, 要求天线实现宽带化.然而普遍的圆极化微带天线的缺点就是带宽窄.关于实现圆极化微带天线的宽带化方式, 主要包括采用多层结构、提高耦合度、共面波导馈电和临近耦合馈电等.但是采用多层结构制作工艺复杂[1]; 提高耦合度方式虽然带宽得到了提升但是插入损耗也随之增加, 降低了天线的辐射效率[2]; 共面波导馈电[3]导致天线面积太大.
目前国内外关于临近耦合馈电的圆极化微带天线的宽带化研究中, 有很多种结构和方法, 如环形槽[4-5]临近耦合馈电、圆形槽[6-7]临近耦合馈电、正交H型缝隙[8-9]临近耦合馈电、利用馈电探针顶部的小圆盘[10]实现临近耦合馈电、采用两个L探针[11]临近耦合馈电.关于2.4 GHz的宽带圆极化微带天线的研究中, 文献[12]设计的是一款新型的方环贴片天线, 在方环贴片的四个角上加四个方环贴片, 用于孔径耦合馈电, 以在WLAN频带中产生圆极化辐射.该天线的阻抗带宽为7.44%, 轴比(axial ratio, AR)带宽为1.63%, 天线面积为60×60 mm2.天线虽然结构简单、尺寸较小, 但是带宽较窄.文献[13]设计的天线由一个折缝印刷馈电网络的方形贴片、一个接地板和一段半刚性同轴电缆组成, 采用激励插槽模式和补丁模式实现宽带特性.天线阻抗带宽为39%, AR带宽为21.8%, 面积为80×80 mm2.该天线结构相对简单, 带宽较宽, 但是尺寸偏大.文献[14]设计的是一款利用单馈结构扩展带宽的圆极化微带天线.该天线由水平金属条和方形截断贴片组成, 用于展宽带宽.水平金属条的一端通过探针连接到贴片, 另一端连接SMA连接器, 天线阻抗带宽为12.08%, AR带宽为6.6%, 面积为34.9×34.9 mm2.天线尺寸小巧, 结构简单, 但是带宽较窄.
为了进一步提升圆极化微带天线的阻抗带宽和AR带宽, 同时将天线小型化, 本文设计了一款工作于2.4 GHz的临近耦合馈电的宽带圆极化微带天线.本文主要采用的是临近耦合馈电的方式进行圆极化微带天线的宽带化设计, 由于馈电结构和辐射结构不在一个平面, 所以不存在表面波效应.除此之外, 这种馈电方式对于天线带宽的拓宽有很好的效果.该天线采用不平衡馈电, 结构更加简单. Ansoft HFSS仿真结果表明:该天线工作于2.4 GHz频段, 阻抗带宽为63.5%, 3 dB AR带宽达到了17.5%, 同时天线的面积仅为41×41 mm2.实现了提升带宽的同时将尺寸小型化的目标.制作的天线实物加载到无线通信模块上进行测试, 测试结果显示圆极化微带天线具有很好的工程应用能力, 具有很高的实际应用价值.
1 天线结构研究由于采用的是临近耦合馈电方式, 所以天线总体由两部分构成:顶部辐射贴片部分和底部微带馈线部分.天线设计思想如图 1所示. 图 1(a)为宽缝隙临近耦合馈电的圆极化微带天线最常用的方式之一, 左边是顶部辐射片结构, 右边是底部微带线馈线结构.辐射贴片中缝隙对角处是两个90°的“L型”微扰条, 用来激发两个振幅相同、相位差为90°的正交模以辐射圆极化波, 底部微带馈线初始为一个基本的十字型馈电结构.为了满足阻抗匹配的要求, 需要设计天线的50 Ω微带阻抗线, 如图 1(b)微带馈线所示. 图 1(b)结构满足圆极化微带天线的要求, 但其馈电结构辐射能力不强, 通过增加原十字型馈线竖向枝节的面积和改变横向枝节的相对距离来改善馈电能力, 如图 1(c)微带馈线所示. 图 1(c)的天线结构由于微扰条辐射能力不足出现了AR频率与谐振频率偏移严重的情况, 通过在顶部辐射贴片中间添加一个矩形微带条来改善天线的AR频率及带宽使得其与谐振频率处于同一频段, 如图 1(d)所示, 因为馈线将能量耦合到此矩形微带条, 增强了两个90°的“L型”微扰条的能量辐射能力.
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图 1 天线设计思想 Fig. 1 Idea antenna design |
根据上述分析, 本文提出的工作于2.4 GHz的宽带圆极化微带天线的结构如图 2所示, 图 2(a)为天线的顶部辐射贴片图, 图 2(b)为天线的底部微带馈线图, 图 2(c)为天线侧视图.
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图 2 天线结构图 Fig. 2 Antenna structure |
设计的宽带圆极化微带天线制作于介电常数为4.4、损耗角正切值为0.02的玻璃纤维环氧树脂(FR4)介质基板上.
根据工作频率为f的微带天线辐射贴片宽度w物理公式(1), 辐射单元长度L物理公式(2)及实际的仿真结果, 设置天线的初始长度G为41mm, 缝隙长度L为35mm.
| $ w = \frac{c}{{2f}}{\left( {\frac{{{\varepsilon _r}+1}}{2}} \right)^{ - \frac{1}{4}}}; $ | (1) |
| $ L = \frac{c}{{2\int {\sqrt {{\varepsilon _e}} } }} - 2\Delta L. $ | (2) |
式中:c是光速; εr是基板介电常数; εe是有效介电常数, 用式(3)计算; ΔL是等效辐射缝隙长度, 用式(4)计算.
| $ {\varepsilon _e} = \frac{{{\varepsilon _{\rm{r}}}+1}}{2} + \frac{{{\varepsilon _{\rm{r}}} - 1}}{2}{\left( {1 + 12\frac{h}{w}} \right)^{ - \frac{1}{2}}}; $ | (3) |
| $ \Delta L = 0.412h\frac{{\left( {{\varepsilon _{\rm{c}}}+0.3} \right)(w/h+0.264)}}{{\left( {{\varepsilon _{\rm{e}}}-0.258} \right)(w/h + 0.8)}} \cdot $ | (4) |
为了实现微带天线的阻抗匹配, 通常在天线馈线的下端设计50Ω的阻抗匹配线, 阻抗大小主要由微带阻抗线的宽度Wf决定.阻抗线宽度Wf可以根据式(5)进行估算:
| $ Z = \frac{{87}}{{\sqrt {{\varepsilon _{\rm{r}}} + 1.41} }}\ln \frac{{5.98 \times h}}{{0.8 \times W+T}} \cdot $ | (5) |
式中: h为基板厚度, 取值0.8mm; W为待求参数Wf; T是辐射贴片厚度, 这里忽略不计; 板介电常数εr=4.4; Z表示微带线阻抗, 这里通常取50Ω.那么, 可以计算得阻抗线宽度Wf约为1.495mm.因此图 2中天线的主要结构参数设定初始值如表 1所示, 其中s1为“L型”微扰枝节宽度.
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表 1 天线主要结构参数初始尺寸 Tab. 1 The initial size of the main structure parameters of the antenna |
采用Ansoft HFSS对设计的天线根据图 2进行建模, 接着对天线的主要结构参数进行研究, 以便根据分析结果进一步改进天线的设计.
1.3 主要结构参数对天线性能的影响研究天线的谐振频率和阻抗带宽主要由天线尺寸大小G和缝隙大小L决定.天线AR主要由宽缝隙对角线的两个90°的“L型”结构参数L1、L3、s1等决定.接下来对以上提到的结构参数进行研究分析.
1) 天线长度G对天线谐振频率的影响
使其他参数值保持固定不变, 通过HFSS仿真软件分析当G=39 mm、40 mm、41 mm、42 mm时天线的回波损耗S11, 仿真结果如图 3所示.
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图 3 G对天线谐振频率的影响 Fig. 3 Effect of antenna length G on antenna resonance frequence |
由图 3可知, 当G由39 mm变化到42 mm时, 该圆极化微带天线的阻抗S11≤-10 dB带宽逐渐增大.随G的改变变化较明显的就是谐振频率点, 当G=39 mm和40 mm时, 天线的谐振点不明显, 基本处于水平状态, 表明在频率2.25 GHz至3 GHz范围内谐振效果是基本相同的; 当G再增加到41 mm和42 mm时, 谐振效果明显增强, 谐振点明显凸显, 在G=41 mm处谐振点约为2.35 GHz, 随着G的增加, 第一个谐振点基本保持不变, 第二个谐振点逐渐向高频移动.
2) 宽缝隙长度L对天线性能的影响
除L外的其他参数值不变, 使用HFSS分析当宽缝隙长度L=33 mm、34 mm、35 mm、36 mm时天线的回波损耗S11, 仿真结果如图 4所示.
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图 4 L对天线性能的影响 Fig. 4 Effect of crack length L on antenna performance |
由图 4可知, 宽缝隙的长度L与天线的谐振频率和阻抗带宽存在着线性关系, 当L由33 mm增加到36 mm时, 天线的第一个谐振频率向低频处移动, 在L=35 mm和36 mm时出现第二个谐振频率, 且第二个谐振点随着L的增加逐渐向高频移动. L由33 mm增加到36 mm时天线的阻抗S11≤-10 dB带宽逐渐增大.因此, 可以得出天线的第一个谐振点随着参数L的增加而降低, 第二个谐振点随着L的增加逐渐向高频移动, 同时天线的阻抗带宽随着L的增加而增加.
3) “L型”微扰条参数L1、L3对天线AR性能的影响
天线中间正方形宽缝隙对角线两个“L型”微扰条是圆极化天线的简并分离单元, 用来产生90°相位差, 形成圆极化辐射.所以这两个“L型”微扰条是用来产生圆极化波的关键, 分析对角线上“L型”微扰条的参数对天线AR的影响十分关键.
同样, 不改变除L1、L3外的其他参数值, 分析当L1=L3=8 mm、9 mm、10 mm、11 mm、12 mm时天线的AR, 仿真结果如图 5所示.
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图 5 参数L1、L3对天线AR性能的影响 Fig. 5 Effect of parameters L1, L3 on antenna AR performance |
由图 5可知, “L型”微扰条参数L1、L3影响着天线AR, 当L1、L3由8 mm增加到10 mm时, 天线的AR对应的谐振点依次降低, 且在L1=L3=8 mm时, 天线的AR值≤3 dB带宽较小, AR性能较差; 当L1、L3继续增加, 由10 mm增加到12 mm时, 天线的AR对应的谐振点依次增加, AR性能逐渐变差.不难看出, 参数L1、L3在9 mm到10 mm之间时, 该圆极化微带天线的AR性能最佳.
4) “L型”微扰枝节宽度s1对天线AR性能的影响
固定其他结构参数的值, 分析当“L型”微扰枝节宽度s1=0.5 mm、1 mm、1.5 mm、2 mm时天线的AR, 仿真结果如图 6所示.
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图 6 “L型”微扰枝节宽度s1对天线AR性能的影响 Fig. 6 Effect of the "L-shape" perturbation branch width s1 on the antenna AR performance |
由图 6可知, “L型”微扰枝节宽度s1与天线的AR频率存在着线性关系, 当s1由0.5 mm增加到2 mm时, 天线的AR频率向低频移动, 但天线的AR≤3 dB带宽基本不变.因此, 可以得出天线的AR频率随着参数s1的增加而降低, 且s1对AR带宽影响不大.
1.4 天线带宽优化从前面几个参数分析图中不难看出, 天线的谐振频率与AR频率不在同一个频段, 天线的谐振频率出现在2.4 GHz频段, 而天线的AR频率出现在了3 GHz频段, 这是由于天线的“L型”微扰条辐射能力不足.采用在天线顶部的辐射贴片中间添加矩形微带条来对天线进行相关优化, 馈线将能量耦合到此矩形微带条, 增强了两个90°的“L型”微扰条的能量辐射能力, 添加的结构参数为图 2中的M3、M4.下面对结构参数M3、M4进行参数扫描分析.
1) 参数M3对天线AR性能的影响
固定其他参数的值, 分析当M3=1 mm、3 mm、5 mm、7 mm、9 mm时天线的AR, 仿真结果如图 7所示.
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图 7 参数M3对天线AR性能的影响 Fig. 7 Effect of parameter M3 on antenna AR performance |
在辐射贴片中间添加了矩形微带条后, 天线的AR频率由最初的3 GHz频段转移到了2.4 GHz频段.由图 7可知, 参数M3由1mm增加到9 mm时, 除了M3=9 mm时天线的AR性能较差外, 其余值AR性能都比较接近且较理想.
2) 参数M4对天线AR性能的影响
固定其他参数的值, 分析当M4=5 mm、7 mm、9 mm、11 mm、13 mm时天线的AR, 仿真结果如图 8所示.
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图 8 参数M4对天线AR性能的影响 Fig. 8 Effect of parameter M4 on antenna AR performance |
由图 8可知, 参数M4由5 mm依次增加到13 mm时, 天线的AR频率基本在2.4 GHz附近移动.
对M3、M4这两个参数进行同时优化.通过仿真软件HFSS优化分析功能优化参数M3和M4, 在中心频率2.4 GHz上设置优化目标函数S11≤-10 dB, 且AR≤3 dB.设置变量M3优化范围为2~5 mm, 变量M4优化范围为8~13 mm.最终参数M3、M4的最优值为M3=3.2 mm, M4=10.1 mm.
2 天线仿真结果根据上文对各结构参数的研究结果以及带宽优化结果, 最终天线结构尺寸如表 2所示.
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表 2 天线最优结构参数 Tab. 2 Antenna optimum structure parameters |
图 9为天线的回波损耗仿真图.从图中可以看出, 此圆极化微带天线的中心频率为2.4 GHz, 阻抗S11≤-10 dB的带宽覆盖了从2.05 GHz至3.9 GHz共1.85 GHz, 其相对带宽约为63.5%.
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图 9 天线回波损耗仿真图 Fig. 9 Antenna return loss simulation |
图 10为天线的AR仿真结果.从图中可以看出, AR值≤3 dB的带宽覆盖了从2.1 GHz至2.6 GHz共500 MHz, 其相对带宽约为17.5%, 符合要求的AR带宽均在S11≤-10 dB覆盖的频带范围内.
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图 10 天线的仿真AR Fig. 10 AR simulation the antenna |
图 11为该天线在Φ=0°, θ=0°方向上增益随频率变化的仿真结果.从图中可以看出, 整个天线工作带宽2.1 GHz至2.6 GHz范围内, 天线的增益均超过了2.5 dBi, 其中在中心频率2.4 GHz时天线的增益达到最大, 为3 dBi.
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图 11 天线的仿真增益 Fig. 11 Simulation gain of the antenna |
图 12为该天线在2.2 GHz、2.4 GHz和2.5 GHz三个频点处XOZ面(Φ=0°)和YOZ面(Φ=90°)的仿真远场方向图.从图中可以看出, 设计的天线在上半空间沿+Z方向辐射左旋圆极化波, 下半空间沿-Z方向辐射右旋圆极化波, 且天线的主极化波瓣较宽, 对称性较好, 具有较好的圆极化辐射特性.
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图 12 圆极化天线的仿真远场方向图 Fig. 12 Simulation of the far-field pattern of a circularly polarized antenna |
根据天线的最优结构参数值对设计的天线进行实物加工制作, 天线的实物如图 13所示, 采用50 Ω的SMA接头馈电.由于SMA接头外导体上有电流, 也会产生辐射, 在实际测试时进行了屏蔽处理, 用SMA母头与其进行连接, SMA母头外导体与地连接, 起到了屏蔽作用, 抑制了辐射.
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图 13 天线实物图 Fig. 13 Prototype of the antenna |
为了进行实物验证, 采用矢量网络分析仪Agilent E5071C对天线的回波损耗进行测试, 天线的仿真与实测回波损耗结果如图 14所示.从图中可以看出:仿真阻抗S11≤-10 dB的带宽覆盖了从2.05 GHz至3.9 GHz共1.85 GHz, 其相对带宽约为63.5%;实测天线的阻抗S11≤-10 dB的带宽覆盖了从1.8 GHz至3.9 GHz共2.1 GHz, 相对带宽为73.6%, 相比仿真结果较优; 仿真结果中天线的谐振频率点为2.4 GHz, 实测结果中天线的谐振频率点为2.45 GHz, 谐振频点略微出现了偏差, 可能是由SMA接头焊接、天线实际加工精度不够等因素造成的.
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图 14 天线的仿真与实测回波损耗 Fig. 14 Antenna simulation and measured return loss |
表 3给出了本文所提出工作在2.4 GHz的圆极化微带天线与参考文献中所设计的工作在2.4 GHz圆极化微带天线的对比情况, 从天线尺寸、增益(中心频点处)、阻抗带宽和AR带宽4个方面进行了详细对比分析.
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表 3 本文天线与相关文献的对比 Tab. 3 Comparison with related literatures |
从表 3中可以看出:所设计的圆极化天线在保证较宽的AR带宽和较小的尺寸下, 相比于其他参考文献, 阻抗带宽更宽; 文献[13]设计的圆极化天线, 增益和AR带宽虽好但是尺寸近乎是本文设计的两倍, 尺寸较大; 文献[14]设计的圆极化天线, 尺寸小巧, 但是相对AR带宽和阻抗带宽要小于本文设计.
4 通信性能测试 4.1 通信距离测试将设计的宽带圆极化微带天线加载到CY2420通信节点中进行通信性能的测试, 该天线搭载CY2420无线通信模块的整体通信设备如图 15所示.
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图 15 整体通信设备 Fig. 15 Overall communication equipment |
接下来采用点对点测试方法, 一端为发送端设备, 发射功率为3.2 dBm, 一端为接收端设备, 且发送端设备与接收端设备全部采用图 15搭载设计天线的CY2420通信设备, 测试示意图如图 16所示.
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图 16 测试示意图 Fig. 16 Test schematic |
由于该天线处于2.4 GHz频段, 2.4 GHz的无线信号穿透性能差、受Wi-Fi干扰严重, 因此尽量选取100 m、150 m、200 m三个空旷和Wi-Fi干扰小的直线地段, 分别测试5组, 每组10次并计算每组测试平均值.丢包率是指测试中所丢失数据包数量占发送数据包数量的比率.工程上测试丢包率时发送模块一次发送1 000个数据包, 接收模块的丢包率在1%以下为合格.测试结果如表 4所示.
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表 4 无线通信节点丢包率测试结果 Tab. 4 Packet loss test results of wireless communication nodes |
由表 4可知, 搭载设计的宽带圆极化微带天线的CY2420通信设备在100 m处的平均丢包率为0.12%, 150 m处的平均丢包率为0.36%, 200 m处的平均丢包率为1.08%.由此表明, 搭载该天线的CY2420通信设备的通信距离基本上可达到200 m, 具有很好的实用性.
4.2 圆极化特性测试接着再测试天线的圆极化特性, 接收端与发送端同样采用图 15所示的无线通信设备, 保持接收端设备方向不变, 在辐射方向处改变发送端设备的方向, 以发射天线平行于地平面水平放置并正对接收端设备为X轴正方向记为方向1数值为X0°, 然后按照空间直角坐标系三条坐标轴划分为方向2(X轴负方向)数值为X180°, 方向3(Y轴正方向)数值为Y0°, 方向4(Y轴负方向)数值为Y180°, 方向5(Z轴正方向)数值为Z0°, 方向6(Z轴负方向)数值为Z180°.每个方向测10次并计算每个方向测试平均值, 测得在120 m处这6个方向下的丢包率如表 5所示.
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表 5 120 m处任意方向下丢包率测试结果 Tab. 5 Packet loss test results in any direction at 120 m |
由表 5可知, 任意改变辐射方向上发送端天线的位置时, 接收端接收数据的效果基本相同, 所以, 设计的宽带圆极化微带天线具有较好的圆极化特性.
5 结论本文总结回顾了圆极化微带天线的研究进展, 着重介绍了一种临近耦合馈电方式的宽带圆极化微带天线的设计和分析, 相对于其他圆极化微带天线的设计, 具有带宽宽、尺寸小等优点.该天线通过设计方形宽缝隙对角处的两个90°的“L型”结构构成的微扰单元来激发正交谐振膜, 以辐射圆极化波.最后, 对天线进行加工制作, 实测结果显示该天线具有良好的圆极化特性和实用特性.希望本论文的相关内容能为宽带圆极化微带天线的研究做出微薄的贡献, 也能给后面的研究者带来一定的启发和借鉴.
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